DIY数字电桥说明
一、概述:
玩矿石收音机,大部分元件需要DIY,所以需要知道元件的参数。因为DIY的元件没有标称技术参数。比如,需要知道谐振器件、检波器件、天线、耳机、变压器等器件的电抗特性。其中,高频参数可以使用Q表解决问题,而低频参数Q表难以测定。想了几天,还是觉得DIY一个LCR表来测定比较有效果,以图解决音频阻抗测定问题。
?LCR电桥原理
测定电抗元件Zx中电压U1与电流I,就可以得到Zx=U1/I。当Zx串联了已知电阻R,那么测定了R上压降U2,就可得到I,*后Zx = U1/I = U1/(U2/R) = R*U1/U2,可见,无需测量I的具体值就可以得到Zx,这是电桥的一般特征。
为了得到Zx在x轴与y轴上的两个分量,以上计算须采用复数计算。
设U1 = a+jb,U2=c+jd,那么Zx = R*(a+jb)/(c+jd) = [ac+bd + j(bc-ad)]/(c*c+d*d)
U1与U2要采用同一个坐标系来测量。
借助相敏检波器,可以分离出a、b、c、d,相敏检波过程,需要一个稳定的0度与90度的正交坐标轴,测量期间,U1、U2向量也必须在这个坐标系中保持稳定,不能乱转。
为了得到足够的精度,控制好放大器的增益,使得a、b、c、d的有效数字足够大,Zx的测量精度就高。然而,Zx分母两个正交量ac+bd和bc-ad,其中一个值可能很小,这就要求AD转换器的精度及分辨力要足够大。
?一点思路
设计此表,前后花费了近一个月的业余时间,更改了多个版本,总体比较满意。
本表主参数精度良好,副参数精度差。这是表头灵敏度不够造成的。因此,如果想测量Q值,当Q值大于100时精度非常低。
在矿石收音机中,高频线圈的Q值要求准确测定。它值接影响了矿机的性能。但音频线圈的Q值,则没有过分严格的测量要求。所以本表从一开始就没有在副数上多下功夫,始终坚持采用单片机自带的AD转换器,以便大幅度等化电路结构。
网上流行的俄版电路,其核心部分本表均未采用。
俄版电路采用ICL7135作为AD转换器,精度比STC单片机自带的AD性能好很多。然而,经过多次计算分析,结论是用自带AD也可以得到优于1%的主参数精度,所以*后放弃ICL7135。设计后期,对电路优化设计,很大程度上泥补了STC AD的不足。,
ICL7135的*终精度与芯片质量及积分电路有关,因此要使用ICL7135精度达到4位半表头,也不是很容易。7135
的几个电容就足已占去半块PCB板。仿制者,通常用低压的小电容代替,这种情况,AD转换器本身的精度一般是低于0.05%的,*后得到的LCR表也会低于0.1%精度。当我们对LCR表的精度要求特别高时,对电阻的精度要求也高,精密电阻不好找。综合这些因素,*后选STC自带AD,代价是损失少量主参数精度,同时严重损失副参数精度。
信号源是LCR表的一个核心部件,俄版的正弦信号发生器及0、90度方波发生器,其综合性能并不会优于本电路,相反,本电路显得非常简法,仅使用了一组RC滤波器及DDS程序就完成了这两种信号的生成。
相对许多其它形式的LC测量电路,相敏检波器是LCR表特有的。本电路采用开关式相敏检波器,性能良好。实测了几个数据,比我预想的要好。比如,小信号用0度轴检波,OP07输出得到293.5mV,用180轴得到-293.0,这当中包含用OP07的输出失调、万用表正反向测量误差0.1mV。OP07输出失调的主要原因是输出端用3个1N4148二极管升压。但从*终数据看,两次测量理论值应是互为相反数,实测仅误差0.5mV(0.2%),大信号时,误差还更小,本表采用满度4500mV表头输出。
本LCR电桥的相敏检波器依靠单个模拟开关实现,可以抑制偶次谐波,但没有奇次谐波抑制能力。开关导通时间是半个基波周期,偶次谐波在半周期内共有整倍数谐波周期,谐波的直流平均值是零。奇次谐波,在半个基波周期内有N倍又1/2个谐波周期,多余的1/2周期的直流平均值不是零。DDS输出的奇次谐波是很小的。对于1kHz和100Hz,理论3次谐波幅值约为DAC分辨率的1/2,相当于-50dB左右。对于7.8kHz,采用DDS时钟的整数分之一倍,相噪小,然而,由于频率与时钟较接近,PWM型DAC的噪声大,谐波失真较大,所以电路中对DDS输出做了6级针对PWM的RC滤波,*后也使得谐波基本消失(在示波器中,在第5级滤波时,就已经无法发现谐波失真)。
由于来自单片机谐波干扰,有可能造成相敏检波质量下降,电路中的带通滤波器,正好对高次谐波有较强的抑制能力。
控制相敏检波器开关的方波信号,本身也是一种干扰信号,但对于这个低频电桥,它的影响可以忽略。从*终的正交分离能力测试来看,相敏检波器的性能优良,虽然只用了一个电子开关。
二、设计要点:
本LCR表的各级放大器,大多工作在大信号状态,所以要精心设计好放大器,否则容易造成运放过载。
之所以选择大信号,主要还是为了提高抗干扰能力,使得LCR表更容易调试。可以在无屏蔽盒的情况下正常调试。
矿机元件一般都很大个,比如大环天线,直径常常到到1米,用线数十米,天线上的信号也很强。为了更可靠测量
,还在电路中加入了带通滤波器。
交流放大器由多级放大器构成,设计时,不论增益开关处于那个状态,应保证第n级运输出信号大于等于第n-1级放大器的输出信号。道理是:当不满足上述条件时,前级可能过载失真,而程序全然不知。在音响系统中,前级调音台过载,可以被电平指示灯显示,也可以被耳朵听出来,这时,我们就可以调大后级功放音量,调小前级调音台的增益,这样就不会失真了。但是,单片机程序没有金耳朵,所以中间级电路本身不得过载,以免造成单片机误判。各运放的*大输出能力相同,所以*好的办法就是后级输出幅度大于等于前级输出,那么过载现象必然引起后级输出过大,进而毫伏表超量程,程序立刻知道电路过载了。
1、表头满度值
表头满度是5.0V,由于OP07运态范围限制及纹波等因素影响,表头满度设计为4.6V,对应950字。
2、相敏检波器增益
检波波器理论灵敏度为2/3.1416*(2*51)/(20+4*51)=0.29倍
3、末级直流放大量设计
末级直流放大量过多,不利于提高信噪比,放大量太少,会造成前级过载。
第三级(U2D运放)信号为A,它的*大不失真的幅度为A0,约为3.5V,取保守值为3.0V,表头满度设计为Vo=4.6V,OP07和相敏检波器的直流总增益是K
当正弦信号达到*大不失幅度A0时,须使表头必须满度,以方便判断是否过载,并充分利用表头分辨率。所以K的合理设计值是A0*K>Vo,算得K>Vo/A0=4.6/3=1.5。类似的,在音频功放中,要使功放得到充分的功率输出,功放的增益K要足够大,使得前级满幅时,功放可以超过*大输出Vo。
实际上,“K=Vo/A0”中的Vo指正弦峰值上限。在正交检波输出后,是Vx和Vy两个量,并不直接输了峰值的Vo,要取模计算才得到Vo。即输入信号的模值达到Vo时被认定为表头满度。
为了进一步利用表头分辨力,可以采用Vx或Vy判定表头溢出。但*糟的一种情况是,当被测向量是45度时,*大模值变为1.414V0,所须前级信号也增加了1.414倍才能满度。为了防止前级运放过载(U2D运放超过A0),K值也必须增加1.414倍,因此采用正交量判别表头溢出时,K值须大于1.414*1.5=2.2倍。因此,对于0度或90度信号,A>V0/K,表头溢出;45度信号,A>1.414*V0/K,表头益出。
本电路OP07直流增益是11倍,K=11*0.29=3.2。许可0度或90度信号的A*大值为A=V0/K=4.6/3.2=1.44V。其中,K设计为3.2,比理论下降要求2.2大了40%,这样就留下了足够的余量,前级运放的动态能力余量更大,调试更容易。
4、第三级(U2D运放)放大量设计
本级加了带通滤波器,衰减系数是1/3,7.8k档衰减系数是1/2.6。计算时按1/3计,7.8k档结合信号源另外调整。
7.8k档设计为1/2.6衰减
,还在电路中加入了带通滤波器。
交流放大器由多级放大器构成,设计时,不论增益开关处于那个状态,应保证第n级运输出信号大于等于第n-1级放大器的输出信号。道理是:当不满足上述条件时,前级可能过载失真,而程序全然不知。在音响系统中,前级调音台过载,可以被电平指示灯显示,也可以被耳朵听出来,这时,我们就可以调大后级功放音量,调小前级调音台的增益,这样就不会失真了。但是,单片机程序没有金耳朵,所以中间级电路本身不得过载,以免造成单片机误判。各运放的*大输出能力相同,所以*好的办法就是后级输出幅度大于等于前级输出,那么过载现象必然引起后级输出过大,进而毫伏表超量程,程序立刻知道电路过载了。
1、表头满度值
表头满度是5.0V,由于OP07运态范围限制及纹波等因素影响,表头满度设计为4.6V,对应950字。
2、相敏检波器增益
检波波器理论灵敏度为2/3.1416*(2*51)/(20+4*51)=0.29倍
3、末级直流放大量设计
末级直流放大量过多,不利于提高信噪比,放大量太少,会造成前级过载。
第三级(U2D运放)信号为A,它的*大不失真的幅度为A0,约为3.5V,取保守值为3.0V,表头满度设计为Vo=4.6V,OP07和相敏检波器的直流总增益是K
当正弦信号达到*大不失幅度A0时,须使表头必须满度,以方便判断是否过载,并充分利用表头分辨率。所以K的合理设计值是A0*K>Vo,算得K>Vo/A0=4.6/3=1.5。类似的,在音频功放中,要使功放得到充分的功率输出,功放的增益K要足够大,使得前级满幅时,功放可以超过*大输出Vo。
实际上,“K=Vo/A0”中的Vo指正弦峰值上限。在正交检波输出后,是Vx和Vy两个量,并不直接输了峰值的Vo,要取模计算才得到Vo。即输入信号的模值达到Vo时被认定为表头满度。
为了进一步利用表头分辨力,可以采用Vx或Vy判定表头溢出。但*糟的一种情况是,当被测向量是45度时,*大模值变为1.414V0,所须前级信号也增加了1.414倍才能满度。为了防止前级运放过载(U2D运放超过A0),K值也必须增加1.414倍,因此采用正交量判别表头溢出时,K值须大于1.414*1.5=2.2倍。因此,对于0度或90度信号,A>V0/K,表头溢出;45度信号,A>1.414*V0/K,表头益出。
本电路OP07直流增益是11倍,K=11*0.29=3.2。许可0度或90度信号的A*大值为A=V0/K=4.6/3.2=1.44V。其中,K设计为3.2,比理论下降要求2.2大了40%,这样就留下了足够的余量,前级运放的动态能力余量更大,调试更容易。
4、第三级(U2D运放)放大量设计
本级加了带通滤波器,衰减系数是1/3,7.8k档衰减系数是1/2.6。计算时按1/3计,7.8k档结合信号源另外调整。
7.8k档设计为1/2.6衰减
系数,是为与信号源幅值配合。
为了使得本级放大倍数大于1,所以运放至少要补偿带通滤波器的衰减。
本级是可控增益的,*小放大倍数设计为1/3*(13/3) = 1.44倍
通过开关切换,两档增益是3倍关系。
5、**级(U2C运放)放大量设计
本级也是可控增益,*小放大为1倍(无电压放大功能)
通过开关切换,两档增益是10倍关系。
6、***(U2A和U2B运放)设计
直接采用俄版电路设计。电路增益是5倍。
7、DDS输出信号许可*大值
上面已算得,相敏检波许可*大电压输入值是1.44V
前两级*小增益是1.44*5=7.2倍
因此信号源程序*大幅度限制为1.44V/7.2=200mV
由于信号源与坐标轴之间不一定正好是0或90度,所以200mV通常不会溢出。
100Hz移相小,容易溢出。为此,第三级输出电容采用0.22uF,对100Hz有小量衰减,所以100Hz的DDS输出采用200mV不会溢出。
*后信号源输出设计为:
100Hz,有效值140mV,峰峰值200mV
1kHz,有效值130mV,峰峰值180mV
7.813kHz,有交值0.10V,峰峰值140mV
调试电路时,测定一下信号源运放输出端的信号强度,须比小于等于以上电压设计值。如果比以上值高了10%,本LCR表不能可靠工作。
8、V/I变换器与差动输入的关系
当频率高时,V/I变换器运放的内部增益下降,运放负输入端对地电压不是零,当电流较大时,“虚地”电压也可高达数毫伏。此时,如果不采用差动法检测量桥臂上的电压,误差会很大。为了对付这个问题,差动三运放须有较强的共模抑制能力,两臂上的2k与10k电阻要尽量严格对称。
对于上臂电压,为了消除导线电抗影响,也是需要差动放大的。
有些精简版的LCR电桥,不采用差动三运放,而改用一个运放,这种情况下,电桥精度略有下降,而且只能用于较低频率的大Zx小电流(如1kHz以)条件下测定Zx
9、AD问题
单片机自带的AD只有10bit,用10倍步进,会影响精度。
为了改善这个问题,放大器可控增益的调节以3倍左右的倍率关系步进。
其次,借助AD的高速能力及信号噪声,进行10倍过采样,AD的分辨力提高约1bit。
STC自带的AD,不能测量小于3字的信号。所以,电路中给输出直流信号加了偏置电压。这个偏置电压是利用OP07输出端的2k电阻与10欧电阻分压实现的。
10、V/I变换器与信号源的关系。
V/I变换器也存在过载问题,也要消除它,虽然人工切换量程时可以判断它是否过载,但对于没有经验的使用者来说,并不容易,因为,用眼睛看失真,不如耳朵听失真来得容易。
V/I变换器过载的原因有二,首先,那个运放的反馈回路接了500欧左右内阻的电子开关,它相当于输出衰减器;其次,TL082内部串接了200至300欧电阻,也是
一个限流衰减。这样一来,100欧档为了得到0.472V,TL082内部电压将是0.472*(500+300+100)/100 = 4.25V,此时,内部过载。
为了解决过载问题,采用以下方法:考虑到信号源TL082也有过载问题,所以上臂限流电路与下臂电阻电路设计成对称的电路,那么只要信号源不过载,V/I变换器也不过载。
此外,V/I变换器的20欧档,采用了机械输助开关,那么相同电流下,更不容易过载的。
11、信号源
前述,V/I与限流器采用对称结构时,Zx短路,V/I变换器输出端的电压与信号源输出端是一样的。信号源不过载,V/转换器也不过载。
信号源采用DDS,频率精度高。可以输出任意频率。本表采用100Hz、1kHz、7.813Hz
不使用10kHz的原因是:DDS的钟频采用62.5k,输出频率10kHz时,频率已经比较接过钟频了,相位噪声大。为了消除相噪,采用钟频的2^n分之一的频率,这里使用1/8钟频。
信号输出加出了简单的RC滤波器,对于1kHz以下的频率输出,此滤波器相当于6阶滤波器,可以得到良好波形。对于7.813kHz,到了第5阶输出,在示波器中观察已基本看不到失真,到了第6级输出,已经是无法直接观察到失真。
由于不是理想的高阶滤波器,Q值低,所以对7.813kHz的衰减很严重,为了保持100Hz、1kHz、7.813kHz三档输出幅度相对一致,利用单片机控制电子开关对1kHz和100Hz降幅。
三、使用要点:
菜单1:开机启动默认菜单
使用8键加1键切换到菜单1
使用8键加2键切换到菜单2
使用8键加3键切换到菜单3
……
1键:显示串联电抗X
2键:显示串联电阻R
3键:显示串联电感L
4键:显示串联电容C
5键:显示Q值
6键:频率切换,100Hz时,指示灯亮起,1kHz时不亮
7键:量程切换,4个指示灯轮跳
8键:菜单切换键,按下该键时,显示当前所处的菜单号。
显示单位表示:
10的-12次方,显示为“P”
10的-9次方,显示为“n”
10的-6次方,显示为“u”
10的-3次方,显示为“大n”
10的0次方,显示为“小O”
10的3次方,显示为“三横”
10的6次方,显示为“d”
10的9次方,显示为“G”
单位如果含有小数点,说明是容性电抗。
矿机高阻抗变压器,在1kHz时,有的会表现为容抗,而不是感抗。
接入Zx后,先设置好频率,然后选择合适的档位。使得被测Zx的阻抗应与下臂电阻匹配,以取得高精度。设下臂电阻是A,那么Zx在A/30
残余电抗。本表存在残余电抗。为此,测量pF级电容,先不接被
测电容,测量出本底电容,我的LCR表本底是3.5pF,然后接上电容测量,若测得23.3pF,那么实际电容就是23.3-3.5=19.8pF,此法与Q表测得的电容比对,1字不差。
测小电阻时,切换到20欧档,按下机械开关,可以增加灵敏度数倍。测量后,弹出开关,以免影响其它档。
扩屏显示小数位:按下当前显示值对应的键,就会显示为四位模式,但“单位”不显示了。再按一下1至5任意键,退出四位模式。本LCR表达不到4位的精度,所以通常无需采用4位显示。有时显示1.xx的数值,觉得精度不够,可以按此法扩展一下位数。
显示四个小数点,表示溢出。
显示“Err”,表下臂或上臂出来零值。
本表不设置调零功能。必要时用户需要自行减去零值。
测量时,先检查Zx一下X或R的值是否在量程范围之内,如果超主量程,应切换档位。
菜单2:
1键:显示并联电抗X
2键:显示并联电阻R
3键:显示并联电感L
4键:显示并联电容C
5键:显示Q值
6键:频率切换,100Hz时,指示灯亮起,1kHz时不亮
7键:量程切换,4个指示灯轮跳
8键:菜单切换键
单位显示同上
菜单3:
这是调试菜单
1键:增益切换键,切换时,显示屏暂时跳出置位信号数秒钟,
3键:K3切换键,切换时,显示屏暂时跳出置位信号数秒钟
4键:相位旋转键,切换时,显示屏暂时跳出置位信号数秒钟,相位旋转的顺序是0度、180度、90度、270度
本菜单下,屏显内容是AD的读值。
在此菜单下,可以检测检波非线性。方法是:Zx接上一个10k电阻,切换到菜单3,用1键把增益置为0位,利用3键和4键,找一个读值为30以下的。接下来,1键更改增益,并记录读值。例如,得到32,92,302,902,理论增益关系是1、3、10、30,所以,以上显示值说明检波器线性度良好,但存在0点误差2字。以上数据统一减2字就正确了。在菜单4中零点误差改正值。
菜单7:
修改零点误差改正值。
1键(X键):数值增加0.5
2键(R键):数值减小0.5
3键(L键):保存键
4键(C键):清零键
**使用时,请设置好该值,否则LCR表无法正常工作。我的LCR表,改正值是负2.0
四、制作要点:
V/I变换器上的4个电阻要**,*好优于0.5%
中间放大器,关系到1:3:10:30增益切换关系的4个电阻(2k、18k、1k、2k),比值关系要准确。请使用4位半的表筛选。
5倍放大器,上、下臂的热端关联的2k与10k电阻要准确,确保上下臂增益相同。冷端(虚地)的2k与10k电阻,不要求精度很高,用1%精度问题不大。当然,如果这几个精度全部高精度,不但上下臂增益相同,而且共模抑制能力强。
电源变压器使用8V*2或9V*2,其中7905与7805无需加散热器。接变压器的排针与接下载线的排针*好区别开,如果不区分,万一把9V电源插到下载线排针,单片机或电路有烧的可能,当然通不会烧的。
接线完成后,检查的关键是:每个IC电源和地线有没有接错。电源没接错,IC通常不会烧。
飞线多,不小心就会错,所以9V变压器使用小容量的,万一接错或碰电,由于变压器功率不足,反而会保护电路。
单片机的电压不可过高,如果高于5.5V,有危险。比如,不小心加入12V电压,单片机必烧。所以各个IC的供电是关键。
制作工艺按照单响的工艺就足够了。
同时注意两个桥臂信号通路的对称性。
TL082负载能力测试:在信号输出运放的输出端,对地接51欧电阻,三个频率档位下输出的波形不得有失真,直接用示波器观察即可。测试完成后,拆除51欧电阻。
制作时,应注意TL082信号输出的幅值,是否在设计规定的范围内。
五、关于误差
基本量程精度是0.5%,精心制作,也可达0.25%
Zx电抗在下臂电阻的1/30至30倍时,1kHz档精度达到0.5%,实际上,1kHz下做了一个小测试,测定了100至200k的十个电阻,精度全部达到0.12%
Zx电抗在下臂电阻的1/30至30倍之外时,误差变大。
Zx在30倍与1/30倍之内,可按300字的精度测算精度,即0.3%,做为误差指标,*好留下余量,即0.5%,个人建议使用1%,因为采用色环电阻,推荐精度是1%,这样取材*方便。1%精度电阻,经过简单筛选,很容易达到0.5%的精度,那么*终LCR表的精度会优于1%,如果不筛选,直接使用1%精度电阻,将不易得到1%精度的电桥精度,要碰运气了。
本电桥*小分辨阻抗是表头测定电压时的分辨力决定的,下臂按300字保守估计,那么上臂1字分辨力对应的阻抗是下臂电阻的1/(300*30)≈1/10000
20欧档的*小分辨阻抗是20/10000=2毫欧。
1k欧档的*小分辨阻抗是1000/10000=0.1欧。
同样道理,*大阻抗分辨力为量程电阻的10000倍
100k欧档的*大分辨阻抗是100k*10000=1G欧左右。
由于对电桥做了一些算法及电路参数的改进��实际上分辨力比上述估计要好3至5倍。
在距离平衡点1/300及300倍处,误差加大10倍,如果再超此范围,直接采用零点非线性误差1至2字即可,1字误差相当于满度值的1/(300*30)=1/10000,如1k欧档,固有常数误差是1000/10000=0.1欧,20欧档为20/10000=2毫欧。
电感分辨力约为2 mΩ/(6.28*7.8kHz)=0.04uH
频率7.8kHz时,电容分辨力约为1/(6.28*7.8kHz*1G欧) = 0.02pF
Q值精度比较特殊。显示为98,并不是说它的精度是1%,我们对它取倒数后,保留到小数点以下第三位,变成0.010,小数点以下第三位就是误差位,约两三字误差。即0.010的误差可以达到30%,对应的Q=98的误差也高达30%
Q值的误差实际上是X和R二者中精度*低
的那个。X与R在这个LCR表,是用同等增益系数放大器取得的。设X在某量程处取得良好精度,对于Q=100,R将在1/100量程处取得结果。表头的平均读值安400字计算,那么1/100量程处只有4字,此时,R的误差将高达20%至50%(一到两字误差)
这个LCR表的高Q值测定,与Q表比较,性能还有很大距离。
Zx高Q,测量电阻分量误差大,测电抗分量误差小。反之,Zx低Q,测电阻分量误差小,电抗误差大。低Q时,电抗分量相对电阻分量很小,当电阻分量满度时,电抗分量的读数很小,受表头分辨能力、正交分离度等影响,电抗分量测量精度下降,在Q值大于0.1时,且Zx远离测量极限状时,电抗测量仍有较高精度。
测量感量,如果与阻抗法测量比较,设频率为f时,一个Q=0.1的电感,用阻抗法测量电抗需要30倍f才能将这个电感测到同样的精度(假设频率上升过程中,电阻分量保持不变)。 也就是说,电桥的工作频率虽然只有7.8kHz,但它相当于100kHz至500kHz频率下阻抗法测电抗的效果,所以可以准确的测量小电感的电感量。
小电感*小测量约0.1uH,测量0.5uH电感,误差可达5%至10%,测量1uH电感,误差小于5%
下表是洞洞板LCR表电阻测量精度实测(没有采用过采样算法,精度稍低一些):
被测电阻 档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
2.5mΩ 20欧 2.2 mΩ 3.1mΩ 2.2 mΩ
7mΩ 20欧 7 mΩ 7 mΩ 7 mΩ
14mΩ 20欧 14 mΩ 13 mΩ 13 mΩ
223 mΩ 20欧 222 mΩ 222 mΩ 222 mΩ
3.129Ω 20欧 3.13 3.13 3.12
50.46 20欧 50.70 50.48 50.65
50.46 1k欧 50.50 50.35 50.56
100.45 1k欧 100.4 100.2 100.3
301.3 1k欧 301.5 301.6 302.3
100.3k 100k 100.2k 100.2k 100.3k
2.210M 100k并 2.213M 2.205M 2.187M
4.436M 100k并 4.46M 4.42M 4.30M
Zx开路时,100k档并联残余电阻是2.4GΩ(100Hz),2GΩ(1kHz),127MΩ(7.8kHz),使用并联法测量电阻,所得阻值实际上是残余电阻与被测电阻的并联值。
上表2.21M欧7.8kHz测量,并联值是2.21//127 = 2.17M欧,实际显示为2.19M
上表4.44M欧7.8kHz测量,并联值是4.44//127 = 4.30M欧,实际显示为4.30M
串联法测量高阻值电阻,在7.8kHz档,受残余导抗影响,测值误差很大。因此,测量高阻值电阻,建议使用1kHz频率并联法测量,而不应使用串联法,也不要使用7.8kHz。
L、C的测量精度,与Q和X的测量精度有关。当Q大于1时,测量精度可以参考电阻测量精度。当Q小于1时,L、C的测量精度比纯电阻测量精度低。
测量小电感时
,由于频率过低,是不能完全反应高频状态的。例如,用5米长0.38mm线径漆包线绕的空心线圈,10kHz时的电感量是35.5uH,到了1MHz表现出来的电感量会比大于该值,即在10kHz与1MHz两个频率下表现出来的电抗是不同的。1MHz频率下铜线的趋肤深度是0.066mm,10kHz频率下趋肤深度是0.66mm,在10kHz下,趋肤深度远大于这条导线半径,所以导线的内自感是0.05uH*5=0.25uH,当频率达到1MHz,内自感变为2*0.066/(0.38/2) * 0.25uH = 0.17uH,这就是说,低频测量多测出了0.08uH的内自感。线圈有分布电容及对地分布电容约2pF至3pF,这会使它在1MHz时表现出的感抗变大0.5%的。频率高了,线圈中各点的电流不是同步建立的,这些可以归算为分布电容的影响。电感绕线用的传导铜线的长度大,容易受到各种因素影响,所以不必期望低频法测得的电感量外推到高频还会有相同的精度。
六、残余电容问题:
数字电桥存在一些残余电容,残余电容是有损耗的,即含有电阻分量。不同频率档位,残电容基本相同,但残余损耗电阻是不同的。1kHz与100Hz,残余并联损耗电阻是G欧级的。测量10M欧以下的电阻,无需修正即可得到1%的精度。7.8kHz,残余并联损耗约150兆欧。
在1kHz时,残余损耗电阻相当于并联在被测Zx两端,因此,当我们测量一个电阻,如果试图修正结果,应使用并联原理修正。这时,请使用并联法测量电阻。
残余电容的容量,在1kHz和7.8kHz下,不管是串联还并联,容量是相同的,这是因为残余电容的Q值较大,所以串或并联残余电容相同。测量小电容时,应减去残余电容,才是真正的电容值。
100Hz下,通常无需考虑残余电容问题。
七、DDS信号发生器
这是本LCR表的使用的核心技术。利用它实现了**的相位控制,并输出正弦波。
DDS即“直接数字频率合成器”
一般采用专用DDS芯片,以取得高性能。使用专用DDS,如AD9833等芯片,价格贵,而且是MSOP封装,焊接不易,给DIY带来了一些障碍。此外,AD9833与单片机结合,实现0度、90度、180度、270度移相方波,也是比较麻烦的。
现在的单片机,速度快,可以直接合成音频波形,同时**输出移相方波。
单片机DDS算法原理:
正弦函数y=sin(x),其中相位量x与时间成正比。即相位x随时间增加而线性增加。
先产生随时间线性变化相位序列x,同时利用查表法得到sin(x)的值,并利用DAC将sin(x)的值即时输出。
在单片机中设置定时器,每隔dT时间,相位累加dX,就得到x,x+dX,x+2dX,x+3dX……的相位序列。每产生一个相位,同时输出相应的sin(x)值。
算法确定后,接下来就看硬件上是否支持以上算法,如果支持,写出相应程序即可。
在单片机的内
存中,存放了方波函数值查询表、正弦波函数值查询表,dT中断来到时,先输出x对应的正弦波数值,接着在另一个端口马上输出x+0度(或x+90度)方波函数值。这样就得到了LCR电桥所需的两个信号源。当前输出方波是x+0度还是x+90度,dT中断期间,不要使用if语句来判断,而应写面“x+初相变量”的形式,初相变量是事先设定好的。这样,x+0度方波与x+90度方波之间的相差就是严格的90度关系。
为了使波形相位稳定,dT的中断优先级须置为***别。
STC12C5A60S2,内置了DAC,并且dT可以设置得较小。
八、焊接
双面PCB板孔洞疏通:电阻位置焊错了,得取出重重新焊接。取出后,焊盘被堵,可能造成其它元件(如集成电路)安装不了,这时得疏通焊孔。可以使用“现场”工具来解决:平时剪下来的电阻引线不要扔,在烙铁加热下,把电阻引线穿进洞中。控制好温度,同时让电阻线只往一个方向运动,直到引线取出,这时孔内的焊锡就会被带出来。
焊接鳄鱼夹:把它夹在一个镊子上焊接。
双面板拆集成:1、引脚集体加热,同时拆。2、烙铁功率小,集体加热不灵。把引脚全部剪断,一脚一脚拆,这是万能的,不伤害PCB板的。
集成电路一般不会焊错,电阻容易焊错。
九、元件选配及调试
LCR1.0 PCB板上有一个错误。从PCB板的背面看(没有标注元件文字的那一面),7805的输入端,引出了两条线,一条接到整流二极管,另一条接到地线去了(长度约0.5cm),显然发生了错误。请把这条0.5cm的线割断,改接到7805的**脚。
首先安装调的元件是电源部分,而不是其它元件。电源不正常,如输出电压过高,很容易把单片机烧掉,到时就麻烦了。在双面板上取下集成电路,不是很容易。所以,电源调试正常了,再安装其它元件。变压器请使用小功率的,那么调试过程中,万一短路什么的,通常不烧器件的。
电路上的元件参数有改动,请按新版PCB的标注安装。
机械开关,按下时启动20欧档输助功能,请注意安装方向。
OP07输出接了一个2k电阻。由于新版电路还利用10欧电阻加了偏置电压,而PCB板是上星期制作的,没有偏置。建议这样解决问题:2k电阻与10欧电阻串联后,变成一个直插元件,插入原来的2k电阻孔,要注意方向,串联体的2k电阻引脚接电源端,10欧电阻接1N4148端。再取100k电阻,从串联体电阻的中间连接头直接飞到104电容,与104电容连接的那个电阻孔可以利用,在PCB板正面飞过去。注意,这个100k电阻两引脚的对地阻抗是不同的,接104电容的那一脚对地是高阻抗的,所以引线要短一点,另一头是低阻抗的,长还是短无所谓。原PCB板上相应的100k电阻也标错了,在单片机左边,被标注为1k欧。通过飞线安装100k电阻,PCB板上当然就不要再装这个100k电阻了。
装完后,应检查TL082信号输出是否与设计值相同,偏小10%是可以的。偏大10%则不可以。
菜单7,直接采用负2.0(即2.0的相反数),估计没有问题。
电路中的电源滤波小电容,采用瓷片电容或独石电容。
接P1.0口的那两个104电容,采用体积小的涤纶电容或独电容。*好,测定一下它的漏电情况,测量方法是:电容一脚接到5V源,另一脚接数字万用表电压档正极,万用表负极接地,数字万用表*终显示的数值小于1mV,说明它的漏电很小。几个mV漏电不要紧。
其它的*好多使用涤纶电容。
除电解电容外,LCR表上的阻容元件的参数,几乎都不能做改动,所有的电阻的阻值关系,不单单是“调试”出来的,它经过了理论的计算与调试验证得到的,如果因为手上没有合适的阻值的元件,而改动参数,多半会影响电桥的精度。
一定要看明PCB板上各元件对应电路图中的哪个元件,才能明白哪些电阻要求**。
电阻精度要求:
1、除单片机部分,其它与交流信号有关的,须全部使用1%金属膜电阻,或精度更高的电阻。
2、4个下臂电阻,须筛选到0.1%精度以上。
3、10倍增益切换运放的反馈电阻,2k和18k两电阻,须是9.000倍关系,即不要求电阻**,要求比值**,筛选到0.05%精度是比较容易的。
4、3倍增益切换运放的反馈电阻,1k和2k两电阻,须是2.000倍关系,即不要求电阻**,要求比值**,筛选到0.05%精度是比较容易的。
5、5倍增益运放的电阻,共有8个,四个2k和四个10k电阻
上臂的2k电阻(负输入)与下臂2k电阻(负输入),应严格相同,匹配到0.05%至0.1%
上臂的10k电阻(负反馈)与下臂10k电阻(负反馈),应严格相同,匹配到0.05%到0.1%
上臂的2k电阻(正输入)与下臂2k电阻(正输入),1%精度,此电阻精度,影响共模抑制,对高频大电流很重要
上臂的10k电阻(正臂)与下臂10k电阻(正臂),1%精度,此电阻精度,影响共模抑制,对高频大电流很重要
十、元件列表
三运放仪放电路阻容
2k,4个
10k,4个
1M,4个
1k,6k
104独石2个
224/100V涤纶电容,4个
1N4148,4个
上臂阻容:
20,2个
1k,1,10k,100k,5.1k各1个
发光二极管6个
自锁小开关1个
下臂阻容等:
20,100,1k,10k,100k,各1个
1N4148,2个
可控增益运放的阻容
1M,2个
2k,18k,各1个
1k,2k,10k,各1个
16k,5个
27k,1个
20k,1个
1n,10n,100n涤纶,各2个
104独石2个
224涤纶电容1个
检波器及直流放大:
10欧,1个
2k,1个
10k1个
51k,4个
100k,2个
473涤纶,2个
104涤纶1个
474涤纶1个
104独石2个
100uF,1个
1N4148
,3个
DDS滤波及信号输出:
160欧,1个
1k,4个
2.2k,1个
5.1k,1个
10k,1个
4.7n涤纶1个
47n涤纶2个
22n涤纶,1个
10n涤纶,4个
10uF电解,1个
1N4148,2个
单片机及电源:
轻触小开关,8个
32MHz晶振,1个
3V峰鸣器,1个
100欧,1个
2.2k电阻,8个
5.1k电阻,2个
LED共阳4位,1个
100uF电解3个
10uF电解1个
8050三极管,2个
8550三极管,1个
7805三极管,1个
7905三极管,1个
1000uF,2个
1N4007,4个
排针40针
3M铜柱,5套
集成电路:
CD4052,CD4053,TL084,各2个
STC12C5A60S2,TL082,OP07各1个
品牌四位半万用表1块
示波器一台(可选)
本表的L、C、R主参数的测量精度高,但D与Q的测量效果不好。Q值大于100以后,Q值准确度不行。
在软件中,把坐标系做适当旋转,使得信号源与坐标轴之间的夹角接近于0度或90度,然后对检波输出的直流再用OP07放大10倍,这时,高Q的Q值精度就会提高很多。
由于L、C、R测量才是*常用的,高Q测量不常用,所以,当时把末级10倍扩展板都做好了,又把它拆下来。为了高Q增加电路复杂性,觉得不大有必要。
这个LCR表,由以下几个部分够成:
1、输入级仪表放大
2、可控增益放大
3、开关式相敏检波
4、直流放大及AD转换
5、DDS及信号驱运电路
6、单片机及显示
自认为有新意的是:
·基于单片机DDS直接驱动LCR表
·0、90度坐标轴信号,也由单片机产生
·用单片机自带AD
显然单片机做了一大半的事情。*后,只剩下几个电子开关和交流放大电路,电路结构显得比较简单。也许正是这个原因,大家对此电路比较感兴趣吧。
“简单是*好的”,所以我尽可能简化电路,甚至牺牲一些指标。
有的电感小到只有零点几uH,本表也可以测量。为了使仪表更可靠的工作,**安装LCR表,建议对它进行验证。方法如下:
制作一个3uH左右的铁硅铝磁环电感,也可以使用色环电感或空芯片圈,如果采用空心线圈,测量其间应确保线圈不变形。此电感直接焊接在主板上,测得电感量为L0。然后取一个电阻R从R17下端接到R18下端(虚地),并测得电感量L。那么理想测值应为L = L0*R/(R17+R),本电路R17是1k欧。以下是一组实测结果:
(铁硅铝磁环线圈,f=7.83kHz,Q=5,L0=2.84uH)
R(欧) L(理论) L(测值) 备注
无穷大 L0=2.84uH 2.84uH+0.01uH 正跳0.01uH
2100 1.92uH 1.92uH+0.00uH 不跳
300 0.66uH 0.65uH 正跳0.005uH
100 0.26uH 0.24uH+0.01uH 正跳0.01uH
51 0.14uH 0.12uH 不跳
25.5 0.07uH 0.05uH±0.01uH 正负跳0.01uH
以上实测结果表明,零点几uH的电感测量,误差约为0.01u
H的,量化噪声约为0.01uH。
以上数据说明,此LCR表存在零点偏移0.02uH,可以考虑更改菜单7中的零点修正值。由于偏移量很小,对测量影响不大,不修正也没关系。*好结合小电阻测量,*后确定是否有必要修正。因为,低频法测量零点几uH的电感,并不能完全反应高频状态下电感量,不必把它校很**,还是以电阻校准零点为好。
实际的零点几uH电感,在7.8kHz时,很多Q值小于1,噪声变大。输入端的差模噪声,一部分是低频噪声,也及高次谐波及其它干扰信号等。这些噪声对小信号有较大影响。电感量相同的电感器,如果Q值低,等效串联电阻大,电感器上的总压降增加,噪声总量也会增加一些。因此,0.1uH的低Q小电感,显示值会跳动达正负0.02uH,当被测电感0.2uH以上,抗干扰能力增加了许多。此外,共模干扰信号,对测量也有影响,因为,此时的共模信号强度是差模信号的几十倍。
15#
再次更新程序。
增加了*小显示单位控制。
电抗(X和R),显示到毫欧单位
L显示到uH单位
C显示到pF单位
表头主显示3字,扩展显示为4字
3字显示时,电感只显示到0.01uH,即两个0和一个1,共3个字
按下L键,电抗X为负值时,显示电容量,X为正时,显示电感量。
当X处于零点上正负跳动,此时显示L或C跳变,C会很大,L会很小。选择正确的档位,不会出现这个问题的。
16#
程序有BUG,有时EEPROM数据会丢失。特此修正
17#
刚才反复测试,还是会出现EEPROM丢失,只是可能性变小。
只好再改程序。又经100多次测试,好象不再丢失了。
**下载程序后,一定要设计菜单7,置为“-2。0”
设置前,一定要**原来的数据。即按下“C”键**。
手上没有四端测试夹,于是实验了一下短导线测试夹,效果良好。
上图短导线及夹子,残余电感只有0.13uH(夹子对夹测得)
连同导线连同机芯的残余电容是4.0pF
残余电阻13.5毫欧(夹子对夹测得)。
导线用线芯粗一点的。
实测一个电感0.5uH,基本不影响精度。测量这类电感时,注意减小电感器与测试夹具导线之间的互感即可(即减小它们之间的交链磁通),所以请注意放置好电压的方向。
实测7毫欧电阻,因触点电阻影响,测值偏大3毫欧。
这种方法,如果做成长导线测试夹,效果很差。
20#
再来一们新的程序:
uu.rar (6.85 KB) 下载次数: 39
2011-11-4 20:57
做了一些改进:
1、并联测量时,数码管每隔数秒钟显示出4个小数点,提醒用户,这是并联状态,不是串联
2、测试菜单中加了小数点显示。
很好的设计,很想仿造,但有几个问题,想请教楼主:
1 下臂Ra2、Ra3、Ra4阻值分别是多少?是不是上面还分别并联一个电容?
答:这几个电阻的阻值,详见电路图左下脚的CD4052的接线图,分别为20.00,1.00k,10.00k,100.0k。
2 OP07和TL082能不能并到TL084中?以节省器件。
答:
并到一个TL084,也可以工作,但是对精度略有影响。主是要影响令点漂移。
程序的菜单7,可以设置零点漂移的改正值。用OP07,改正值是-2.0
用TL084,改正值是不确定的,因为每个084的失调不同,因此得自己调试。
还有一个问题就是,要求无信号时,检波输出是15mV以上静态偏置,084的失调大,有可能不满足这个条件,所以那个10电阻(op07输出端那里)可能得加大到20欧或更大
op07的失调可以忽略,所以免调试,直接采用-2.0即可。
3 D7、D8是不是1N4148?
答:除了4个1N4007外,其它二极管都是4148
4 电路图左上角有一个100u电容,又用线短路了,怎么一回事?
100uF就不需要了。
5 数码管显示的限流电阻Rc1阻值多少?是不是用共阳LED?阴极未加驱动,若全亮8字,单片机灌电流会不会太大?
答:Rc1是8个2.2k电阻
单片机总电流小于50mA,小于手册上要求的100mA(40针单片机),是**的。
共阳LED
6 电子开关CD4052、CD4053已标注为K1-K8,单片机上的按键也标注为K1-K8,有点乱。
答:一个是男的,一个是女的,不会乱。
7 我想了解一下-5V的电流有多大?可以用别的办法来得到-5V吗?否则要有9V*2的变压器,很麻烦。
估计是15mA以下。那个7905基本没有温度升高。
没有合适的变压器,就用9V*1的变压器吧。
如果变压器功率偏大(如800mA的变压器),用8V的就可以了
22#
LC1602驱动程序,直接在这块单机上驱动,采用7条信号线驱动。
如果有须要使用LCD1602的,可以直接使用这段程序。#include
//==========================================================================
// 项目:LCD1602 四线驱动程序
// 设计要点:
// LCD1602 的运行速度慢,而单片机运行的速度快,因此容易因为速度不
// 匹配造成调试失败。因此,调试之前应准确测试lcd_delay() 延时函数
// 准确的延时量,如果不能满足注释中的要求,则应调整循次数。每步操
// 作所需的延时量,按照数据手册指标指行,同时留下足够的时间余量。
// 硬件连接:
// 至少需要9条线,电源线2条,7条信号线。信号线详见程序中的接口定义。
// 清注意对LCD1602比对的调节,否则无显示。
// 设计:许剑伟,于莆田,2010.12
//==========================================================================
#define uchar unsigned char
#define uint unsigned int
#define ulong unsigned long
sbit lcd_RS = P0^6; //数据命令控制位,0命令1数据
sbit lcd_RW = P0^5; //
读写位,0写1读
sbit lcd_EN = P0^4; //使能位,下降沿触发
sbit lcd_D4 = P0^3; //数据端口D4
sbit lcd_D5 = P0^2; //数据端口D5
sbit lcd_D6 = P0^1; //数据端口D6
sbit lcd_D7 = P0^0; //数据端口D7
//==========================================================================
void lcd_delay(int n){ //LCD专用延时函数
//32MHz钟频下,约循环3000次延迟1毫秒
int i,j;
if(n==-1) { for(i=0;i< 30;i++); return; } //10us
if(n== 0) { for(i=0;i<150;i++); return; } //50us
for (i=0;i
for (j=0;j<3000;j++);
}
//==========================================================================
void lcd_B(char f, uchar c, char t){ //控制四线式接口LCD的7个脚
//f=0写命令字, f=1写RAM数据, f=2读RAM数据, f=3读RAM数据
lcd_EN = 0;
lcd_RS = f%2;
lcd_RW = f/2;
//移入高四位
lcd_D4 = c & 16;
lcd_D5 = c & 32;
lcd_D6 = c & 64;
lcd_D7 = c & 128;
lcd_EN = 1; lcd_delay(-1); lcd_EN = 0; //使能脉冲
//lcd_delay(0);
//移入低四位
lcd_D4 = c & 1;
lcd_D5 = c & 2;
lcd_D6 = c & 4;
lcd_D7 = c & 8;
lcd_EN = 1; lcd_delay(-1); lcd_EN = 0; //使能脉冲
lcd_delay(t); //不同的命令,响应时间不同,清零命令需要2ms
}
//==========================================================================
void lcd_init(){ //LCD1602 初始化
//启动四线模式须势行9个步骤,初始化所须耗时较长,约65ms,时限不可减
lcd_delay(20); //启动lcd之前须延时大于15ms,直到VDD大于4.5V
lcd_B(0, 0x30, 9); //置8线模式,须延时大于4.1ms
lcd_B(0, 0x30, 5); //置8线模式,须延时大于100us
lcd_B(0, 0x30, 5); //置8线模式,手册中未指定延时
lcd_B(0, 0x20, 5); //进入四线模式
lcd_B(0, 0x28, 5); //四线模式双行显示
lcd_B(0, 0x0C, 5); //打开显示器,关闭光标
lcd_B(0, 0x80, 5); //RAM指针定位
lcd_B(0, 0x01, 5); //启动清屏命初始化LCD
}
//==========================================================================
//=========================几个功能常用函数=================================
void lcd_cls() { lcd_B(0, 0x01, 2); } //清屏
void lcd_cur0() { lcd_B(0, 0x0C, 0); } //隐藏光标
void lcd_goto1(uchar x){ lcd_B(0, x+0x80, 0); } //设置DDRAM地址,第1行x位
void lcd_goto2(uchar x){ lcd_B(0, x+0xC0, 0); } //设置DDRAM地址,第2行x位
void lcd_putc(uchar d) { lcd_B(1, d, 0); } //字符输出
void lcd_puts(uchar *s){ for(; *s; s++) lcd_B(1,*s,0); } //字串输出
//==========================================================================
void main(){
char i;
lcd_init(); //初始化LCD
lcd_cur0(); //隐藏光标
while(1){
lcd_cls(); //清屏
lcd_goto1(0);
for(i=0;i<16;i++) lcd_putc(238+i); //字符输出测试
lcd_goto2(0);
lcd_puts("xjw01,PuTian"); //字串输出测试
lcd_delay(1000);
}
}
//==========================================================================
复制代码
本想把源代码发上来,不过,程序长度超过15k,论坛不准发上来。
LCD1602做的LCR表,显示效果比较糟糕,所以不打算对它做更仔细的改进。因此,我觉得没有必要发上来,如果需要的坛友多的话,就打包后贴出来,改进工作,请各自动手吧。
本想用LCD1602解决多参数同时显示问题。
等程序全部改写完后,才突然发现,2行(32字)还是不够用。用这个显示器,是治标不治本,还是无法把全部参数显示出来,得用按键分屏显示。
从显示效果来看,远不如LED效果好。LED的显示效果,比万用表显示效果好,LED响应快,字体也清晰。
LCD1602,响应慢,字体也不清晰,而且字体小,主参数显示也不突出(因为它没有字号设置功能)。好处是,单位显示比较直观。
LCD对视角敏感,当字体小时,视角也偏差,显示什么东西都看不清楚。
29#
今天更改了LCD1602程序。
效果还行。不过,不再直接显示频率和量程档位。
量程和频率的显示,还是使用那6个发光二极管。
就是说,利用LED 与LCD1602结合,效果就好多了。
这样,LCD1602就可以显示4个参数:R、X、Q、L/C,满足测量使用。
如果LCD1602无法同时显示这4个参数,还不如使用4LED数码管。所以,建议1602与6个发光二极管结合显示,不过,这样一来,面板比较不好制作了
程序已改进了啊,我试了非常多次,EEPROM数据不会丢失。即使丢失,也只需重新设置一下菜单7的那个负2.0
所以不要加那个电源继电器。
把那个输助开关换为继电器。继电器的电源采用-5V,这样对变压器影响小一点。
用两个100k电阻和2个8050放大20档发光管个号,驱动5V继电器。
36#
这个LCR电桥,副参精度不高
1、100Hz和1kHz档,Q值有效读数为100左右,大于100不可信,只能说明被测元件Q值很大
2、7.8kHz档,Q值有效读数为10至20左右,大于20不可信。如果做一些补偿,有效Q值读数会增加。
主参数精度可以按0.5%估计。
其中,
电阻档的精度一般达到0.3%
电感、电容的电抗测量精度,与电阻档相同。
当换算为L与C,精度是不确定的,因为,大部分L或C,本身与测试信号的幅度、频率相关。所以,通常认为1%精度即可。
因此,本表主要是测量L、C,用途与LC表没有多大区别的。
主要特点就是,测量的范围很大,精度高于一般的LC表(非电桥),而且无需标准电阻或标准电感。主参数的测量精度与手持LCR电桥,差不了多少。
与一般的LC表相比,本表的缺点也是明显的,测量过程比较复杂,整度也偏慢一些。
38#
LCD1602与LCR表的接口连接
sbit lcd_RS = P0^6; //数据命令控制位,0命令1数据
sbit lcd_RW = P0^5; //读写位,0写1读
sbit lcd_EN = P0^4; //使能位,下降沿触发
sbit lcd_D4 = P0^3; //数据端口D4
sbit lcd_D5 = P0^2; //数据端口D5
sbit lcd_D6 = P0^1; //数据端口D6
sbit lcd_D7 = P0^0; //数据端口D7
39#
新版程序来了:
由于DDS时钟频率低,造成频率分辨率不高,
因此设置1000Hz,实际得到的频率比它低0.1%
因此设置100Hz,实际得到的频率比它低1%
前几个版本的程序,计算电感时,没有做频率改正,引入了误差。
本版做了改正。
相位补偿原理:
相位误差来源主要有两个方面,其一是分布参数,如虚地对信号源热端的分布电容,TL082内部分布电容耦合、前级TL084输入电容对桥臂的影响、仪表三运放的共模抑制能力、信号源质量、引线电感等。影响*大的是分布电容耦合和引线电感,分布电容对高阻抗测量有影响,引线电感对低阻测量有影响。其二放大器的移相造成的。测量上、下桥臂,如果放大器入于相同的增益档位,两组测量的移相是相同的,互相低消,可以忽略。如果两臂测量采用不同的增益测量,则移相不可忽略。放大器移相引入的误差,对四个档位的测量都有影响,而不单单是高阻抗与低阻抗两种特殊情况。这是因为放大器的移相存在,造成高Q的CBB电容的Q值根本无法测量。为了解决这个问题,须提高7.8kHz下Q值的测量精度,理想的办法就是采用相位补偿。
两个可控增益放大器的移相是不同的。注意,在频域看,是相位滞后,时域看,其实就是放大器对正弦波的延时响应,对不同的频率,延时量基本相同,而1kHz档周期长,所以延时引入的误差基本可以忽略,对于7.8kHz档,这种延时不可忽略,它对相位的影响,是1k档的7.8倍。
修正方法,测定出两个放大器的相对于1倍增益时的移相。***可控增益放大,是1倍和10倍两档,我们要测出10倍档的增加移相。**级可控增益放大,是1倍和3倍两档,我们要测出3倍档的增加移相。
频率置为1kHz,档位采用1k欧档。1k档阻抗低,对分布电容不敏感,所以使用这个档位来捕获后级放大器的移相,而不受前级分布电容的影响。1k档的阻抗,也远比引线电感阻抗大,引线电感可忽略。
接入不同的被测电阻,测得不同增益档位下的相位偏移(Q值实际上就是它的相位偏移角度)。增益档位可以使用��单4监视。
测得不同电阻下运放增益档位与移相数据如下:
下表数据,增益档位为0是1倍档,1是3倍档(源于**可控运放),2是10倍档(源于**可控运放),3是两个放大时同时放大,共3*10=30倍
51.00k电阻:上臂0,
下臂3,Q=0.027
20.00k电阻:上臂0,下臂2,Q=0.016
2.200k电阻:上臂0,下臂1,Q=0.016
1.000k电阻:上臂1,下臂1,Q=0.000
0.330k电阻:上臂1,下臂0,Q=-0.016
0.200k电阻:上臂2,下臂0,Q=-0.020
0.100k电阻:上臂2,下臂0,Q=-0.020
0.051k电阻:上臂3,下臂0,Q=-0.036
由上表的低阻部分可知,3倍档移相0.016弧度,10倍档移相0.02弧度,30倍档移相是0.036弧度,正好就是前两档之和0.016+0.020,与理论值相符。
上表的高阻部分,如51k档时的移想,未能达到理想的+0036,这是分布电容造成的。
程序设计时,只要已知放大器的总移相θ,就可以对结果进行修正。
设原测阻抗是a+jb
修正方法是:a 2= a*cosθ-b*sinθ,b2=a*sinθ+b*cosθ
本LCR表,只要在菜单7中输入两个放大器的移相的弧度参数的1000倍即可。当然,测量放大器移相时,这两个参数必须置0
修正后电阻验证法:取上述被测电阻重测,相位误差应为0,即Q=0
修正后电容验证法:在20欧档验证CBB、CL电容,取两个两同0.47uF CL:电容,它的ESR稍大,单个测得ESR为R,两个串联则应为2R,并联须为R/2。测量高压的CBB,不管如何串并联,测得的ESR一般为0,Q为999显示。也可以用高压CBB电容串联低阻电阻,得到可测定的ESR
上述测量用7.8kHz档。
加相位补偿的程序,等我把两个版本的程序全部做完后再发上来。
加了相位补偿,本LCR表的高Q测量能力大大得升,精度良好。附参数的精度得到大幅度改善,可以测定CBB或CL的Q值了。
这种两电容的Q值特别高,今天狠下决心解决它。花了**时间,总算有收获。
43#
带用移相改正的程序。终于可以高靠测量高频高Q值。
45#
新版程序
加入了V/I变换器的相位误差补偿程序
V/I变换器引入的相位误差有两方面
高频低阻大电流测量,相位误差主要是引线电感及仪表三运放的共模抑制能力引起的。这方面无须软件修正,三运放的共模抑制良好,其误差可忽略,引线电感可以采用相对值法消除,与万用表200欧档测量电阻时“去除表笔电阻”得真值的原理差不多。
高阻测量,V/I变换器的相位的误差就比较麻烦,*好采用软件修正。
高阻相位误差来源可分两部分:
其一、分布电容引入的附加耦合,如虚地对信号源热端的分布电容,TL082内部两运放的分布电容耦合、信号源质量等,都可能造成信号耦合。因此上臂的电流实为被测Zx上的电流与附加耦合的电流之和。其二、来自下臂输出对虚地的耦合,也源于运放自身响应延迟问题,等效为下臂电阻上并联了一个分布电容。它造成下臂输出相位滞后。100k档相位误差*严重,而10k档相位误差按100k档相位误差的1/10估算即可。从频域看,相当于下
臂电压产生了小量顺时针旋转(滞后),而对幅值的影响基本可以忽略。
以下建模计算分析。测试线分布参数属于被测电抗X的一部分,上臂限流电阻与下臂电阻等值,都是100k,记作R,运放响应延时等效阻抗为Z1(并联在下臂R上),LCR表测得下、上桥臂阻抗比为k,无相位误差时k的理想值为k=U2/U1=R/X,而实际存在如下关系:
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2011-11-11 16:54
R是已知的,k可以由LCR表直接测得,A可以通过校准得到,当B也测得,那么就有X=k*R*A*B。其中,Z0与Z1只相当于几个皮法电容的电抗,所以电抗很大。
那么,应如何理解A和B呢?当X很小时,如X=2k欧或5k欧,B是接近于1的,相位偏移量的附加量是A引起的,B几乎不起作用。当X很大时,A和B同时引起相位偏移,偏移量是A*B的角度量。
如果仅用Z=k*R*A表示测量结果,那么Z实际上是Z = X/B = X/[1+X/(Z0+R)] = X*(Z0+R)/(X+Z0+R) = X//(Z0+R),高阻测量时,X是被测电容与表笔分布参数的并联电抗,而且Z0+R与X并联,说明*终得到的Z是Z0+R、表笔电容、被测电抗者的并联值。
综上,A表示V/I变换器的的附加相位偏移,B则反应一个结论,用Z=k*R*A作为结果时,它是开路残余电抗(Z0+R与表笔电抗并联)与被测电抗的并联值,因此,为了得到X,应以并联法扣除开路残余电抗。
通过以上分析,就可以得到一个很有效的A值测量方案:测定时,用Z=k*R计算阻抗。由于Z0和Z1比R大得多,所以A的模值接近于1,他们模幅值的影响可以忽略,只需考虑A引起的移相,以免造成Q值测量严重误差。接入5k被测色环电阻(5k电阻Q值几乎为0的),B就接近于1且车辐角接近于0,因此测得Q值正是A的相位。所以,A就是模值为1,辐角为Q的复数。
直得注意的是,DDS前级、后级放大器输出也会存在一些残余耦合,高阻测量时,它也会使V/I变换器发生相位偏移。它们的影响,同样可以归算到A和B之中。
V/I变换器负反馈电阻上并联一个小电容,从输出端看,它引起电压相位滞后。从输入端看,相当于入一个超前的电流(超前补偿)。频率越高,这种反馈越强。有的LCR表采用一些技巧,减小高频反馈,如,100k反馈电阻使用10k与90k串联,串联的中心对地接一个小电容,这个电路,在高频时对反馈信号旁路,减弱了高频反馈,起到了补偿作用
做了相位修正后,副参数的精度大幅提升。
测量涤纶电容,Q值显示约在100左右(D=0.01),
测量CBB电容,通常显示为999(满量程限制为999),即0
测量20pF瓷片电容,Q值在120至999之间跳变(即D在0.000至0.010)之间跳
测量超高Q值的军机可变电容,调到40pF,Q值在120至999之间跳变(即D在0.000至0.010)
调到300pF,D值在0.001至0.000之间跳
调至500pF,D值不变,为0.000
军机可变的Q值是非常高的,理想应测得999(即无穷大),但受噪声影响,仅当容量调到350pF以上才有此效果。
测量200pF独石电容,Q=999(达到表头*大显示)
小电容D值“跳”的原因是:表头分辨力低造成的,20pF时表头只能分辨0.005的D值,表头AD的1字噪声跳动,就会靠成D值跳0.005以上。加上内部噪声的影响,就跳得历害
用镀金可变的镀金片,相距1cm,形成超高Q电容1pF电容,接入LCR表,只能测得容量,测不到Q值。Q值还是原来的本底开路乱跳值,100至999。
本表的副参数精度不高,但做了相位改正后,可靠性提高。容量大于500pF,Q值小于100的,可以较可靠的测量。由于Q=100时,对应的D只有0.010,而本表的D值分辨力不会超过0.003的,所以,误差30%或60%也是正常的。D值不要要很**,这个精度将就用吧。当然,如果调试D=0.001的CBB,测得D=0.01,说明没有调试好,相位差没有消除。
注意,测量军机可变时,虚地的表笔,要接军机可变的热端。以减小干扰。
应注意到一点,虽然V/I变换器存在移相问题,但V/I变换器不可省略,否则有两个问题:1、电桥中点对地是浮动的,那就要求差动三运方的共模抑制能力非常高,这不容易。2、电桥中点的对地电容对地分流,会影严重影响高阻测量。
有的LCR表设计,两臂测量,接采用开关切换,没有缓冲,这时上臂的限流电阻不可太大,以免切换过程中造成桥臂中的电流发生改变
昨天,一位坛友装成了这块LCR表,他首先想测量电容ESR,并且询问精度如何,想与手上的ESR表对比结果。
说实在,我真不知如何回答。
我在此做个简单说明吧:
ESR指等效串联电阻,LCR数字电桥是测量ESR相对于简易的阻抗法测量,精度要高很多的。
我设计的这块LCR表,频率不高,只做到7.8kHz,所以测量ESR的适用范围较小。
如果仅仅是想知道10kHz左右时的ESR,电桥可以准确测定的。精度方面,则于电容材质、容量有关。
高Q的电容,即ESR非常小的电容,本表基本上无能为力,测不了,常常直接显示为0或-0。
那么可以测量那些电容呢?
测量Q值低于200的电容的ESR,另外还与X的***有关。
设容抗为X,ESR的有效分辨力是“2毫欧+X/300”
大于200的,ESR测量不可靠的。举来说:
高压的CBB22电容,测不了,它的ESR太小了。
例1:0.47uF/630V CBB22电容为例
我的LCR表测得结果是:容抗X=-43欧,R=-0.01欧(0与-0.01之间跳),Q = 43/0.01=4300。
显然,这个ESR测量结果是不正确的,甚至出现了负值。
本表测量这类电容的ESR,有效分辨力是容抗的1/300,也就是说,容抗43欧,只能分辨
到43/300=0.14欧。做乐观的误差估计,它也难以分辨到0.14/2=0.07欧。这就造成它无法测量这个CBB电容了,因为该电容的ESR小于0.07欧
例2:1uF/400V CL21电容
我的LCR表测得结果是:X=-22欧,R=0.22欧,Q=100
有效分辨是22/300=0.07欧,现在测得的ESR是0.22欧,比0.07欧大得多,因此这个测值是有效的。
精度做*坏估计:0.07/0.22=30%,当然,上面的分辨力估计有很大的余量,实际误差是小于30%的。
例3:测量电解220uF电容
我的LCR表测得结果是:X=-96.7毫欧,R=101毫欧,Q=0.95
有效分辨是96.7/300+2=2.3毫欧,现在测得的ESR是101毫欧,比2.3毫欧大得多,因此这个测值是有效的,而且精度很好。
以上测试频率为7.8kHz,20欧档
晶振*好不要改,关系到定时器与PCA的关系问题。改了以后,有些指标会下降,甚可能无法测量。
特别是那个DDS,换晶振直接影响到DDS的钟频,钟频改变,外部滤波器也得改。
这个表要准确,依靠5个基准元件:4个下臂电阻、一个时间基准——晶振。时间基准改了,程序、电路参数相应的改动量就会很大,因为,LCR数字电桥的关键技术就是麻锁的“时间”量的控制,这是纯模拟技术不易办到的。
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六、校准LCR表
菜单7为调校菜单,共10个参数,标识为M0、M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M9,含意如下:
M0指**可控增益运放的相位补偿。默认值是16,单位是“0.001度”。
M1指**可控运放的相位补偿值。默认值是20,单位是“0.001弧度”。
M2指V/I变换器的相位补偿值。默认值是25,单位是“0.001弧度”。
M3是100Hz时的零点改正值。默认值是2.2,单位是“字”。
M4是1kHz时的零点改正值。默认值是2.2,单位是“字”。
M5是7.8kHz时的零点改正值。默认值是1.4,单位是“字”。
M6是20欧下臂电阻改正值。默认值是0,单位是百分之0.01。
M7是1k欧下臂电阻改正值。���认值是0,单位是百分之0.01。
M8是10k欧下臂电阻改正值。默认值是0,单位是百分之0.01。
M9是100k欧下臂电阻改正值。默认值是0,单位是百分之0.01。
如果参数设置乱了,可以连续按5次C键(**键)恢复为默认值,再按L键保存。
(一)调校零点偏移(M3、M4、M5参数)
零点调校这是LCR表主参数准确的前提。建议做为调校的**步,以免影响其它校准工作。用本电路指定的元件型号制作,成品的零点参数几乎相同,因此通常可以直接采用默认值。
零点调校参数是M3调校步骤:
1、频率置为100Hz,档位置为100k欧
2、接上1%精度的10欧电阻
3、在菜单1(启动后的默认菜单)中读取R值
用100k档测量10欧电阻,精度会比较差的,读值跳动10%是正常的,因此,读取平均值即可。
如果读值与10欧偏离超过5%,则应调整M3的值。每调大0.1字,读值减小0.5欧左右。如偏差大2欧,大约需要把M3调大0.4字。
调节M4、M5的方法与调整M3的方法相同,只须把频率设置为1kHz和7.8kHz即可。
(二)相位补偿参数(M0、M1、M2)
不进行相位补偿,高Q元件测量的精度很低。调校步骤:
1、先将M0、M1、M1置零并保存。准备好1/4W色环电阻510欧、100欧、2.7k欧,精度无特殊要求。
2、频率置为7.8kHz,量程置为1k欧档,进入菜单4(M+C)
3、接入510欧电阻,增益档位应显示为“1,0”说明启动了**运放三倍档,若是其它值请更换电阻试试。M+X键切换到菜单1,记下此时的Q值,它就是M0要设定的值。
4、接入100欧电阻,增益档位应显示为“2,0”说明启动了**运放十倍档,若是其它值请更换电阻试试。M+X键切换到菜单1,记下此时的Q值,它就是M1要设定的值。
5、两次Q值测出来后,比如测得0.016和0.020,那么只需将M0置为16,M1置为20即可,设置后要保存。两个Q值测出来后统一存中M0和M1,不能测一个存一个。
6、档位100k欧档,频率7.8kHz。
7、接入2.7k被测电阻,测得Q值,存入M3。比如测得0.025,须将M3置为25。
以上测量顺序不可颠倒。
如果觉得测量M0、M1、M3麻烦,可以直接采用16、20、25,但不保证适合所有的TL084
(三)下臂电阻改正值M6、M7、M8、M9
下臂电阻的真实值,*好在装进电路板之前测得。M6——M9保存这些电阻的误差万分数。
例如:实测得到
20欧电阻,实测20.04欧,误差万分之+20,则M6应存入+20
1k欧电阻,实测1002欧,误差万分之+20,则M7应存入+20
10k欧电阻,实测9.97k欧,误差万分之-30,则M8应存入-30
100k欧电阻,实测99.9k欧,误差万分之-10,则M9应存入-10
以100k档为例,因为程序计算时是采用100.0k,而上述电阻实为99.9k,程序不知道。M9置为-10,正是告知程序,该电阻比100k小了0.1%
十、多途验证记录:
验证1:高Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22电容做为基准器件。这种电容具用很高Q值,它的Q值是大于这个LCR表的测量上限的。
X=16k,800至999(10k档)
X=1.6k,700至999(1k档)
X=200欧,500至999(1k档),999(7.8k档)
本LCR表有效测量上限为300左右。测得以上Q值,属正常,上误差许可范围内。本LCR表*大显示限制为999
验证2:低Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22高Q电容,与3.14欧电阻并联。并联之前测得容量为101nF
用并联法测量。1kHz,测得容量为60nF,7.8kHz测得容量为80nF(此时Q值显示为0.012左右)
理论Q值是3.14/200=0.016,实测0.012,误差4字
经查,这4字误差是二线法测量造成的。转到串联模式,表笔短路,测得表笔残余电抗是+9毫欧。
大串联法重测
这个阻容并联体,等效串联电抗是-37毫欧,显然,去除表笔残余值后,正确值是46毫欧。因此,改正后Q值是46毫欧/3.14=0.015,与理论值很接近。
验证3:
测量0.47uH空心线圈(Q表测量),测值也是0.47uH(已去除表笔残余电感)
验证4:
取一段0.18平方毫米铜线,对拆绞合,形成无感电阻。今测其残余电感。
用7.8kHz,20欧档,测得电感量是0.36uH,ESR=294毫欧,去除表笔电感量0.20uH,得电感量0.16uH
用1MHz高频伏安法测得约值是0.2uH
由于这种电感Q值低,电感量不好测量,两种测法误差都比较大,而且电感与频率相关,故只能做粗略比较。两种测法所得结果差不多。
验证5:
20pF小电容测量,与Q表,仅相差0.1pF
验证6:
取5个5pF电容并联,测量Q值,得到Q=300,还算满意。
验证7:
接入10欧电阻测试分辨力,用100k档测量,测得三种频率下阻值均为10欧(跳动正负0.5欧)
验证8:
测试电阻,测了几十个电阻,误差均小于0.5%
验证9:
用网线测量毫欧电阻。利用长度测量换算电阻,并与测值比对,可分辨1毫欧。网线电阻率事先用直流电桥测定。
验证10:
取相同的0.47uF/630V CBB22,镀锡包铜钢线引脚,测得单个Q=999(超量程),两个相同的电容并联或串联,也是Q=999。显示正确
验证11:
1uF/400V CL21电容,测得ESR=0.18欧,EPR=2.2k
0.47uF/630V CBB22电容,测得ESR=0.01欧,EPR=百几k
测试线电阻0.013欧
两电容并联,测得EPR=2.1k,ESR=0.10欧
计算验证:去除导线电阻,两电容ESR分别为0.17,0.00,并联后的ESR为0.17*(1/1.47)^2+0.013=0.09,与测值0.10相近。
这次,分频段调校AD/相敏检波器的零点偏移问题,高Q低阻ESR的测量精度再次提升。
标称精度不变,但是测量这类元件ESR的可靠性提升不少。
七、关于误差
关于基本误差:
基本量程精度是0.5%,7.8kHz档误差0.7%
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍时,1kHz档精度达到0.5%,实际上,1kHz下做了一个小测试,测定了100至200k的十个电阻,精度全部达到0.25%左右
Zx电抗在下臂电阻的1/30至50倍之外时,误差变大。Zx在/1/30倍与50倍之内,可按300字测算精度,即0.3%,做为误差指标采用0.5%即可。
*小分辨阻抗:
本电桥*小分辨阻抗:下臂按300字保守估计,那么上臂1字分辨力对应的阻抗是下臂电阻的1/(300*30)≈1/10000
由于上臂阻抗很小时,下臂会接近于满度,约为700字,AD转换又采用了过采样,分辨力提高一倍以上,所以下臂至少达到1500字的分辨力。因此,*小分辨阻抗为实为1/(1500*30) ≈1/50000,对于100k欧档,可分辨到1至2欧
20欧档的*小分辨阻抗是20/10000=2毫欧。
1k欧档的*小分辨阻抗是1000/10000=0.1欧。
10k欧档的*小分辨阻抗是10000/10000=1欧。
100k欧档的*小分辨阻抗是100000/10000=10欧。
同样道理,*大阻抗分辨力为量程电阻的10000倍
100k欧档的*大分辨阻抗是100k*10000=1G欧左右。阻抗高了,很容易受到干扰,实际无法分辨到G欧,只能分辨到和百兆欧。
*小单位显示符号:电抗(X和R)为mΩ,L为uH,C为pF
显示字数:3字,扩展显示为4字。3字显示时,电感只显示到0.01uH。LCD1602显示屏,直接显示为4字。
按下L键,显示L或C。当电抗X为负值时显示电容量,为正时显示电感量。当X处于零点上正负跳动,此时显示L或C跳变,C会很大,L会很小。选择正确的档位,不会出现这个问题的。
有效分辨阻抗与精度表示:
有效分辨阻抗 = 读数的1/300 + *小分辨主抗
如:测得电阻48.44欧,它并不能分辨到0.01欧,实为48/300=0.16欧
如:测得电阻30.01毫欧,它并不能分辨到0.01毫欧,实为30/300+2=2.1毫欧,实际分辨力会好一些,测量到1毫欧问题不大。
100Hz、1kHz档主参数精度表达示意:
20欧档精度:0.5% of reading + 2毫欧, 0到50*20欧=1k欧
1k欧档精度:0.5% of reading + 0.1欧,0到50*1k=50k欧
10k欧档精度:0.5% of reading + 1欧,0到50*10k=500k欧
100k欧档精度:0.5% of reading + 10欧,0到5M欧,高阻测量须考虑残余电阻。
5M至100M欧读值仅共参考,未测试,
7.8kHz档,精度按0.7%计算
副参数的精度比主参数的业精度低。X与R,起主导作用的那个为主参数。如,电容以容性为主时,主参数是X,副参数是R。电阻的主参数一般是R。
副参数的串联电抗比主参数小,有效读数也会比较小,因此误差变大。
副参数的精度表达形式与主参数相同,但reading部分要用主参数读值代入。
主、副参数,是用同等增益放大器输出,采样后运算得到的。所以它们的分辨力是相同的。
关于大电容ESR的测量误差:
ESR指等效串联电阻,LCR数字电桥是测量ESR相对于简易的阻抗法测量,精度要高很多的。这块LCR表频率不高,只做到7.8kHz,所以测量ESR的适用范围较小。如果仅仅是想知道10kHz左右时的ESR,电桥可以准确测定的。精度方面与电容材质、容量有关。高Q的电容,即ESR非常小的电容,本表基本上无能为力,测不了,常常直接显示为0或-0。
本表可以测量Q值低于200的电容ESR。
设容抗为X,ESR的有效分辨力是“2毫欧+X/300”
如果Q小于1,ESR的有效分辨力是“2毫欧+R/300”
大于200的,ESR测量不可靠的。举例来说:高压的CBB22电容,测不了,它的ESR太小了。
例1:0.47uF/630V CBB22电容为例
我的LCR表测得结果是:容抗X=-43欧,R=-0.01欧(0与-0.01之间跳),Q = 43/0.01=4300。
显然,这个ESR测量结果是不正确的,甚至出现了负值。
本表测量这类电容的ESR,有效分辨力是容抗的1/300,也就是说,容抗43欧,只能分辨到43/300=0.14欧。做乐观的误差估计,它也难以分辨到0.14/2=0.07欧。这就造成它无法测量这个CBB电容了,因为该电容的ESR小于0.07欧
例2:1uF/400V CL21电容
我的LCR表测得结果是:X=-22欧,R=0.22欧,Q=100
有效分辨是22/300=0.07欧,现在测得的ESR是0.22欧,比0.07欧大得多,因此这个测值是有效的。
精度做*坏估计:0.07/0.22=30%,当然,上面的分辨力估计有很大的余量,实际误差是小于30%的。
例3:测量电解220uF电容
我的LCR表测得结果是:X=-96.7毫欧,R=101毫欧,Q=0.95
有效分辨是96.7/300+2=2.3毫欧,现在测得的ESR是101毫欧,比2.3毫欧大得多,因此这个测值是有效的,而且精度很好。
以上测试频率为7.8kHz,20欧档
电感电容的分辨力:
电感分辨力约为2 mΩ/(6.28*7.8kHz)=0.04uH,实际可分辨到0.01uH至0.02uH左右。
频率7.8kHz时,电容分辨力约为1/(6.28*7.8kHz*1G欧) = 0.02pF,实际受干扰,有效分辨率仅0.05至0.1pF左右
电感、电容误差,按照X的误差估计即可。Q值较大时,X误差就是基本误差0.5%或0.7%(7.8kHz)
Q值精度:
Q值精度比较特殊。串联测量时Q=X/R,并联法测量时Q=R/X。Q值的误差实际上是X和R二者中精度*低的那个。
相对误差是:(主参数分辨力 + 量程固定误差) / 副参数读值
也可写为:(Q * 副参数/300 + 量程固定误差)/ 副参数 = Q/300 + 量程固定误差 / 副参数
Q值较大时,由于Q值误差较大,相对误差表示为:Q/300即可。
例如,Q=300时,误差可能达到300/300=100%,如600Q可能测为300Q,高阻时,噪声大,Q误差可能更大,低阻时误差一般小于100%
综上,Q值大于300,本表测Q已经不可靠了。可以认为,读数大于500的,本表测值为无穷大。
在那个压缩包,我有讲到鉴相器的工作原理。你下载看一下就明白了。
这个鉴相器的线性度很好。分离度也很好。
在一些学术论文中,为了突显作者自己的“新型鉴相”方法的优点,常把这种开关式鉴相器说得很差。
其实不是这样的。
频率高了,信号小时,鉴相器在零点存在一些非线性,修正一下就可以了。
我现在还在修改电路,和程序。
排除了电子开关内部的干扰,使和7.8kHz的精度提升到0.5%,与1kHz档一样,目前实测不少电阻,精度都达到0.2%以内。
我抽空把资料整理好在发上来。
61#
来自单片机的尖峰干扰,会造成10pF以下的电容Q值测量不正常。
表笔开路时,就有几pF,含有大量的干扰信号。放大器电路中只有**滤波器,滤除不干净,准备针对7.8kHz再加**滤波。
尖峰干扰很历害,会造成末级放大器过载,相位异常。
62#
新版程序来了。
加入了专用校准程序,使得各档精度都达到0.5%(实测电阻,未见超这0.3%)
63#
菜单7(Menu+Rng键):
这是校准菜单,用Q键切换M0——M9。
**下载时,这M0——M9的值是为-1,若以后有新版程序更新下载,一般不改变M0至M9,是否改变参数值,与程序设计相关。
如果连续按5次C键(**键),参数恢复为默认值,然后按下L键保存即可。
1键(X键):数值增加
2键(R键):数值减小
3键(L键):保存键
4键(C键):清零键
5键(Q键):参数切换键,向左
5键(F键):参数切换键,向右
6键(Rng键):快速校准时使用
**使用时,请设置好这些参数,否则LCR表无法正常工作。
如果对LCR表的副参数精度要求不高,直接采用默认值即可。
六、校准LCR表
菜单7为调校菜单,共10个参数,标识为M0、M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M9,M10,M11含意如下:
M0指**可控增益运放的相位补偿。默认值是16,单位是“0.001度”。
M1指**可控运放的相位补偿值。默认值是20,单位是“0.001弧度”。
M2指V/I变换器的相位补偿值。默认值是25,单位是“0.001弧度”。
M3是100Hz时的零点校准。默认值是2.2,单位是“字”。
M4是1kHz时的零点校准。默认值是2.2,单位是“字”。
M5是7.8kHz时的零点校准。默认值是1.4,单位是“字”。
M6是20欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M7是1k欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M8是10k欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M9是100k欧下臂电阻校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M10指**可控增益运放的增益校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
M11指**可控运放的相位增益校准。默认值是0,单位是百分之0.01。
如果参数设置乱了,可以连续按5次C键(**键)恢复为默认值,再按L键保存。
(一)调校零点偏移(M3、M4、M5参数)
零点调校这是LCR表主参数准确的前提。建议做为调校的**步,以免影响其它校准工作。用本电路指定的元件型号制作,成品的零点参数几乎相同,因此通常可以直接采用默认值。
100Hz的零点调校参数是M3调校步骤:
1、频率置为100Hz,档位置为100k欧
2、接上1%精度的10欧电阻
3、在菜单1(启动后的默认菜单)中读取R值
用100k档测量10欧电阻,精度会比较差的,读值跳动10%是正常的,因此,读取平均值即可。
如果读值与10欧偏离超过5%,则应调整M3的值。每调大0.1字,读值减小0.5欧左右。如偏差大2欧,大约需要把M3调大0.4字。
调节M4、M5的方法与调整M3的方法相同,只须把频率设置为1kHz和7.8kHz即可。
(二)相位补偿参数(M0、M1、M2)
不进行相位补偿,高Q元件测量的
精度很低。调校步骤:
1、先将M0、M1、M1置零并保存。准备好1/4W色环电阻510欧、100欧、2.7k欧,精度无特殊要求。
2、频率置为7.8kHz,量程置为1k欧档,进入菜单4(M+C)
3、接入330欧电阻,增益档位应显示为“1,0”说明启动了**运放三倍档,若是其它值请更换电阻试试。M+X键切换到菜单1,记下此时的Q值,它就是M0要设定的值。
4、接入100欧电阻,增益档位应显示为“2,0”说明启动了**运放十倍档,若是其它值请更换电阻试试。M+X键切换到菜单1,记下此时的Q值,它就是M1要设定的值。
5、两次Q值测出来后,比如测得0.016和0.020,那么只需将M0置为16,M1置为20即可,设置后要保存。两个Q值测出来后统一存中M0和M1,不能测一个存一个。
6、档位100k欧档,频率7.8kHz。
7、接入2.7k被测电阻,测得Q值,存入M3。比如测得0.025,须将M3置为25。
以上测量顺序不可颠倒。
如果觉得测量M0、M1、M3麻烦,可以直接采用16、20、25,但不保证适合所有的TL084
注:增益档位与被测电阻相差,是程序自动控制的。对于1k档1kHz,被测电阻在640—1000欧为(1,1),640—440保持,440—280为(0,1),280—250保持,250开始启动(0,2),85—75保持,75以下(0,3)。
(三)下臂电阻改正值M6、M7、M8、M9
下臂电阻的改正。M6——M9保存这些电阻的误差万分数。
分别切换到相应档位,接入20欧、1k欧、10k欧、100k欧已知电阻。频率1kHz。
例:
20欧电阻档,实测偏离万分之+20,则M6应存入-20
1k欧电阻档,实测偏离万分之+20,则M7应存入-20
10k欧电阻档,实测偏离万分之-30,则M8应存入+30
100k欧电阻档,实测偏离万分之-10,则M9应存入+10
校准后,会连同前级差动运放的不一致性一同校准。
(四)可控增益放大器增益校准确:
方法当与下臂电阻校准类似。
校准三倍档增益,1kHz,1k欧档,接入2k电阻,调M10,使电阻值显示**。
校准十倍档增益,1kHz,10k欧档,接入1k电阻,调M11,使电阻值显示**。
(五)快速校准:
以上校准,实际操作时比较麻烦。实际校准,可以采用快速校准法。
进入菜单7之后,M0至M11用Q(向左)或F(向右)键换
1、M3校准,接入10欧电阻,按Rng进入测量值显示状态,档位会自动切换,按X或R键进行增减,使R读值为10欧,按Rng退出
2、M4校准同M3
3、M5校准同M3
4、M0校准,接入510欧电阻,按Rng进入测量值显示状态,按X或R键进行增减,使Q读值为0,按Rng退出
5、M1校准,接入100欧电阻,校准方法同M0
6、M2校准,接入2.7k欧电阻,校准方法同M0
7、M6校准,接入已标定的20欧电阻,按Rng进入测量值显示状态,按X或R键进行增减,使R读值与标定值相同,按Rng退出
8、M7校准,接入已标定的1k欧电阻,校准方法同M6
9、M8校准,接入已标定的10k欧电阻,校准方法同M6
10、M9校准,接入已标定的100k欧电阻,校准方法同M6
11、M10校准,接入已标定的2k欧电阻,校准方法同M6
12、M11校准,接入已标定的1k欧电阻,校准方法同M6
校准M3、M4、M5时,读值跳动比较多,取平均值即可。
64#
注意:电路已做了改动。7.8kHz滤波器,由原来的16k、27k、1nF、1nF更换为1.5k、2.7k,10nF,10nF
这几个元件不更换,会造成7.8kHz档的精度上不去。
65#
下表LCD1602版实测精度(已做校准):
3.126欧电阻实测(此电阻用直流电桥法测得)
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 3.120 3.122 3.120
1k欧 3.10 3.13 3.12
10k欧 3.1 3.0 3.1
100k欧 3.0 2.5 2.5
50.4欧电阻实测
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 50.37 50.38 50.35
1k欧 50.41 50.48 50.36
10k欧 50.22 50.37 50.40
100k欧 51 51 50
100.2欧电阻实测
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 100.0 100.1 99.92
1k欧 100.0 100.0 100.0
10k欧 99.99 99.95 99.95
100k欧 100.1 100.0 100.0
297.6欧电阻实测
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 297.5 298.0 297.1
1k欧 297.6 297.6 297.3
10k欧 297.2 297.7 297.1
100k欧 296.2 297.0 296.5
994.2欧电阻实测
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 994.0 995.5 994.2
1k欧 993.5 994.6 994.0
10k欧 993.5 994.5 993.8
100k欧 993.0 993.0 992.0
1.999k电阻实测
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 20k 20k 20k
1k欧 20.02 20.03 20.00
10k欧 20.00 20.00 19.99
100k欧 19.98 20.01 19.97
3.285k电阻实测
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 3.290 3.298 3.276
1k欧 3.284 3.288 3.283
10k欧 3.283 3.289 3.282
100k欧 3.283 3.288 3.280
26.64k电阻实测
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 26.4 26.4 26.3
1k欧 26.68 26.70 26.65
10k欧 26.66 26.70 26.65
100k欧 26.66 26.69 26.64
468.2k电阻实测(并联法)
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 430k 390k 390k
1k欧 470k 470k 466k
10k欧 469.9 470.0 466.8
100k欧 469.8 470.0 465.5
2.209M电阻实测(并联法),7.8kHz残余电阻150M欧
档位 100Hz 1kHz 7.8kHz
20欧 * * *
1k欧 2.2M 2.2M 2.2M
10k欧 2.213 2.215 2.159
100k欧 2.215 2.205 2.165
查了一下TH2822A的手册。
与之比对,主量程精度差不多。
下限测量范围更大。TH2822A,在40欧档,精度降到0.35%,4欧档降到1%,0.4欧档为3%
本表实测了0.4欧至x.xx欧电阻,精度不减,还是优于0.5%
D值误差也是0.003以内
小容量电容ESR测量误差来源:
其一是AD分辨力和鉴相器的综全误差,它对ESR误差的贡献是A=X/300(X为电抗分量)
其二是不稳定的并联残余电阻造成的误差。其值为R0=50M欧估值。
对于Q>2,R0转为并联方式,其值为r0=X2/R0
因此,ESR误差为A+r0 = X2/R0 + X/300 = X ( X/ R0 + 1/300 )
从上式看,当X/R0<1/300,即X<170k欧(C大于120pF),R0引入的误差变为次要,误差直接采用X/300估计即可。
也可以采用均方误差估计,所得误差值会小一些。又因为R0估值有较大余量,所以直接取X2/R0与X/300两者中较大的为误差估计项即可。
例1,测得220pF独石电容的电抗为90k欧,那么ESR误差是90/300=0.3千欧。
例2,测得80pF瓷电容的电抗为230k欧,那么ESR误差是230*0.23/50)=1千欧。
例3,测得20pF瓷电容的电抗为2.2M欧,那么ESR误差是2.2*2.2/50)=0.1M欧。对于这种电容,要想利用这个LCR表估计Q值,建议在并联模式下,观察接入20pF电容前后等效并联电阻的变化情况。如,接入前是100M至150M欧之间跳变,接入后也是在这个范围内跳变,说明这个电容的Q值很高,在200以上,LCR表无法分辨。也可以多个相同的电容并联起来测量,得到的Q值将变得准确许多。其实,7.8kHz的电桥是不适合测量这么小电容的Q值的。
68#
用新版程序再调一次,精度会提高。新版程序带有软件校准,可以把整机各频段精度提升30%至50%,使得整机精度更可靠。
用上次那个版本,我也出现了个别电阻测量误差接近0.5%的问题。后来改进了电路及增加了校准程序,问题就解决了。7.8kHz带通滤波器那4个元件参数要更改,不然造居7.8kHz档精度上不去。
在K3输出端,按新电路图加一个RC滤波器,可以减小干扰,防过载,而且,加了RC滤波器,可以使3次谐波减小1倍以上,理论上可以提升正交分离度,使得Q值测理更可靠。
本电路输出的频率不是100.000Hz、1.000000kHz,而是有一点偏移。1kHz偏0.1%,100Hz偏了近1%
这是DDS分辨力不够造成的。换算L、C时,采用实际频率,而不是100.00Hz和1.00000kHz
72#
第1测试:中波段Q=200空心线圈
以下测量,100Hz的实际频率是99.18Hz,1kHz是999.45Hz,7.8kHz是7812.5kHz
电感器
形状描述:
线径1.20mm,密绕在110mm直径的PVC管上,得到线圈的真径是111mm
测量结果:
100Hz: Zx = 0.212 + j0.0856欧,Q=0.40,L=137.5uH
1kHz: Zx = 0.213 + j0.865欧,Q=4.07,L=137.7uH
7.8kHz:Zx = 0.234 + j6.756欧,Q=28.9,L=137.6uH
结果分析:
空心线圈的电感量随频率变化非常小的。在音频段,可以认为电感量是一个常数。因此,以上测值相同,说明此LCR表测量小电感主参数已经准确了。
100Hz档测量此线圈,感抗小,X分量已变成了副参数了。
随频率升高,等效串联电阻变大。这是临近效应造成的。
用浙江大学李明勇的论文中提到的公式计算,7.8kHz的损耗电阻应比1kHz时的大35毫欧。以上实测是234-213=21毫欧,与理论值相近。
从AD转换器的精度出发推算,本次7.8kHz时ESR的分辨力约为6.756/300=20毫欧
误差*大的是100Hz时,电抗值很小,误差应为212/300=0.7毫欧,加上本表保底误差1毫欧,约误差1.7毫欧,相对误差是1.7/85.6=2%,不过,本次测量结果误差仅0.2%,估计是巧合。
第2测试:中波段Q=780的中短波磁棒线圈
电感器形状描述:
线径0.04*270李兹线,密绕在20mL针管上,插入两段中波较磁棒
100Hz: Zx = 0.223 + j0.114欧,Q=0.51,L=182.8uH
1kHz: Zx = 0.223 + j0.865欧,Q=5.09,L=181.8uH
7.8kHz:Zx = 0.245 + j8.922欧,Q=36.3,L=181.7uH
当激励电流不变时,这种线圈电感量随频率变化非常小的。
100Hz档测量此线圈,感抗小,X分量已变成了副参数了。
随频率升高,等效串联电阻变大。这是临近效应造成的。
从AD转换器的精度出发推算,本次7.8kHz时ESR的分辨力约为8.9/300=30毫欧
误差*大的是100Hz时,电抗值很小,误差应为212/300=0.7毫欧,加上本表保底误差1毫欧,约误差1.7毫欧,相对误差是1.5/085.6=2%,不过,本次测量结果误差仅1/181=0.6%,也许是巧合。
75#
校准程序得重写。
校准程序有些问题,有的档位不能有效校准。
原因有两个:
1、是电路状态与校准要求不匹配
2、原先偷懒,校准参数不够。
总共需要15个参数。需要7个基准电阻校准,每个电阻有两至三个参数。
所以需要14至21个参数需要校准,纯手工校准很麻烦。
所以程序和电路必须改动。
校准过程,有的要求在桥平稳状态校准,有的需在零点状态,有的需要在1/3点平衡,有的要求在1/10点平衡。比较烦琐。
不进行校准,副参数精度上不去。基于俄版LCR的模拟信号放大结构的,需要校准的参数比较多。主要是幅、相校准比较
可能准备再设计100kHz的电桥。
经过这几天的校准分析,发现,V/I变换器的相位误差很小。这是前级平衡式差动放大形成的效果。
V/I相位误差,还是残余耦合造成的。
100kHz档,减小残余
耦合,V/I变换器的精度就上去了。
可控增益放大,正想使用NE5532,但一直找不到NE5532的相频曲线图,如果优于TL084,就准备使用它。如果找不到合适的,就准备使用高速运放。
77#
抽控再调试一下,把*后一版程序发上来。
这个电路,把信号源与V/I变换器合成到一个TL082,存在串扰,同时,整块电路板太密,也没有屏蔽措施,加重了串扰,因此副参数精度度受到限制。调来调去就那个样,D值误差约0.003,比如,测得Q值等于300,对应的D值就是0.0033,真值为0.0033+-0.003,即0.0003到0.0063之间,对应Q的真值在150到无穷大之间。
我天天都在改程序或改电路。
**版PCB,与现在的基本相同,主要是元件参数不同。
PCB要改动一处:1、开关换继电器 2、原来PCB电源个错误要改、3、K3输入更改
这三个地方改了,就会与新版PCB相同。
元件参数更改了十几个,得对照新版PCB或电路图。
主要看你使用这个LCR的用途是什么。如果只是为了测量L与C,把元件焊上去就行了,无所谓新版还是旧版,也无需校准调校,直接使用默认参数,精度都很好。如果也想研究副参数,那必须使用*新版本。
使用旧版,副参数的精度失去很多(相差5至10倍),没有充分发挥电桥的性能,而元件用了一大堆,总觉得有点可惜。
用新版,大部分技术参数,可以接近手持LCR表的水平,有的技术参数超过手持表(如低阻抗测量精度)。
83#
(四)快速校准:
以上校准,实际操作时比较麻烦。实际校准,可以采用快速校准法。
进入菜单7之后,用Q(向左)或F(向右)键换各参数。
1、M0校准,接入10欧电阻,按Rng进入测量值显示状态,档位会自动切换,按X或R键进行增减,使R读值为10欧,按Rng退出。(建议调校)
2、M1校准同M0。(建议调校)
3、M2校准同M0。(建议调校)
4、M3校准,接入20欧电阻,按Rng进入测量值显示状态,按X或R键进行增减,使Q读值为Q0,按Rng退出。(本档可不校准,置0即可)
5、M4校准,接入1k欧电阻,校准方法同M3。(本档可不校准,置0即可)
6、M5校准,接入10k欧电阻,校准方法同M3。(本档通常置0即可)
7、M6校准,接入100k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
8、M7校准,接入3.3k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
9、M8校准,接入10k欧电阻,校准方法同M3。(须调校)
10、M3.校准,接入已标定的20欧电阻,校准方法同M0。 (如果电阻筛选**,本档可不校准,置0即可)
11、M4.校准,接入已标定的1k欧电阻,校准方法同M0 。(如果电阻筛选**,本档可不校准,置0即可)
12、M5.校准,接入已标定的10k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选**,本档可不校准,置0即可)
13、M6.校准,接入已标定的100k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选精��,本档可不校准,置0即可)
14、M7.校准,接入已标定的3.3k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选**,本档可不校准,置0即可)
15、M8.校准,接入已标定的10k欧电阻,校准方法同M0。(如果电阻筛选**,本档可不校准,置0即可)
Q0不一定为零的。开路时,测量出残余电感抗为X。那么,校准时接上电阻R,则Q0=R/X。如开路X=5000k欧,接上100k电阻,Q0=100/5000=0.020
LCD1602版,不必关心Q0,直接调到残余电容显示为开路残余电容即可。
校准M0、M1、M2时,读值跳动比较多,取平均值即可。LCD1602版,屏上会提示待接入电阻的阻值。
总共有6个相位校准。必须校准的有3项。
*好进行校位校准,不然使用默认值误差偏大一点。
不过,与坛友讨试,*后得到的结果基乎相同,所以使用默认值也基本差不了多少。
D值误差是0.003,误偏大一些。
相位基准,直接使用电阻即可。与电容法校准,结果相同。
电容法校准要求有标准电容,或超高Q电容,这些电容不易取得,所以不建议使用。
如果想使用电容校准,可以考虑以下方案:
独石电容可以作为基准电容来用,Q值特别高。上Q表测量了520kHz的情况,220pF独石电容的Q值高达3000以上。用10个这样的电容并联,就可以得到2.2n的电容高Q电容,用于校准。
有的红褐色的电容,有点象CBB,也不知道是什么材质的,Q值也可以达到1000以上。
精度我已测试过,只不过采用多种间接方法得到。
主参数精度可以接近手持表。副参数精度差一些。
Q值得精度的有效分辨能力,与Q表还相差非常远。数字Q表可以有效分辨回路Q值是750还是751,而这个LCR,有效分辨50还51都很困难,误差太大。100Q值,误差可达30%,300Q,只能表明它的Q值是150至无穷大。
我打算制作一个100kHz或1MHz的,这样就可以直接用数字Q表来比对。
呵呵,建议再思考一下自由轴原理以及运放造成移相的电路模型,然后就可以轻松的消除或减小相位误差。
我这个电路与俄版电路结构不同,算法上会相差非常多的,校准思路也相差很多,所以俄版程序对于这个LCR表没用用处。
这个电路,直接采用了俄版的V/I变换器及差动放大电路。其它的全部不采用。
还有,俄版V/I变换器的那几个电容,会引入严重的相位偏差,这个设计显得很糟。所以我没有采用那几个电容。有明显相位误差的是100k档,是附加耦合造成的,软件中标定即可。如果象俄版电路那样,那4个档都得进行相位校准。
如果频率是1MHz,用电阻法就不好了。用电容法更准确。
建议你也用电阻法校准一下你的LCR表。
校准要一定的技巧,每个校准都有针对性,否则校了也是乱。
每步校准,要解决电路中存在的那个问题,一定要明确。
当然,如果你的0度与90度轴不准,那还得针对它修正,这就比麻烦许多。
电路不会再改进了,除非有错误。
精度已基本精做到了AD的极限了。如果想让精度再高数倍,代价比较高,也偏离了当实的设计目标。
程序还会改进一些,但改动幅度不会很大。
91#
再多的RC都不会影响自由轴运算的。只要求RC是线性的,且短稳好(秒稳)即可。
涤纶电容就具有良好的线性度,用不同的电流测试,具有相同的阻抗,即容抗与ESR保持稳定。
这部LCR表,不管是主参数,还是D、Q,都在标定的误差范围之内。足以说明那些RC没问题。
您做过LCR,怎么怀疑RC滤波器输了信号频率不稳定,如果你是来学习、讨论的,请直说或直问,不必绕弯弯。
有源滤波器的幅度稳定性,有时比无源要差的,而且,有源滤波器的Q值越高,稳定性越差。就以实际安装为我,不管是我安装还是坛友安装,信号输出的幅值是一样的。
这个是DDS的滤波器,钟频比输出频率高得多,很容易用无源滤波器直接把高次谐波滤除的。
再一个问题是,并不是滤波器的阶数越高越好,当过滤到一定程度以后,阶数再高,就没有太大意义了。因为,还与高次谐波信号的杂散耦合有关。在高阻情况下,杂散耦合是比较严重的,这要求布局合理,也要做屏蔽处理,这需要成本,如果无意解决这些问题,那么也没有必要把滤波器阶数做得很高,以免增加电路复杂性。当然,谐波干扰会影响测量量精度,尤其是对高阻测量与低阻测量,对高阻测量的影响*明显。
本帖*后由 xjw01 于 2011-11-24 10:56 编辑
自由轴测量的原理,就决定了不必关心信号的初始相位。滤波器温漂引起和相位漂移,不影响自由轴测量的,50度初始相位信号可以用,漂到100度也行,漂移到101.2度也行,不管初始角度是多少,都可以用的。
自由轴中讲到的0度轴与90度轴,那才是基准轴。“0度轴”中的“0度”,并不是指它与正弦激励信号之间是0度,可以是任意角度的。“0度”二字只是坐标轴的标识号。你也可以说“0度轴”是x轴、A轴、B轴、张三轴、王五轴……,可以把“90轴”说成是y轴、虚轴……
但两轴要求相差90度
至于你说到的“万分之二”精度,不知是如何直接或间接测算的?误差90*2/10000度。这里指的不是频率精度,而是相位精度,它直接影响到正交分离度。对于1kHz,90度对应0.25毫秒,万分之二相当于0.05微秒,如果在32MHz的1T单片机控制生成0、90度轴,0.05微秒仅2个时钟周期误差,程序设计时要非常小心。如果用纯模拟电路,要实现这一指标,也得看器件是否支持。
我看过您的Q值测值,几个pF电容测出20Q,也坚信它是正确的。我还真的不相信您认真分析了万分之二误差。这些电容的Q值,一般都为几百(D值常常小于0.01,甚至更小很多)
我已经说过了,你还是花点时间搞明白自由轴测量的原理及运放移相细节。
你提的这些问题,很大原因是您没有搞明白自由轴测量原理和相关电路基础知识。
带通滤波器,是为了减小干扰,防止运放过载,通时具有一些谐波抑功能。我加了两级滤波,实际上,用**即可
你不习惯自由轴的说法是你的事。问题是,你即然查了那么多资料,在关键问题上还是没有搞明白。
7135、2400,我都搞过,也挺熟的,对于我这个简易LCR来说,没什么用处。我也不需要那么高的分辨力。只是做一个实用LCR表而已。而且还挺准,不管测L、C、还是测Q
正确使用这个LCR,不会把200Q的电容测为20,也不会把20Q测为200Q,你就不用为此操心了。
今天降温比较多。再测LCR表性能。稳定不变。
这个设计方案,达到了仪表要求了。
电容容量测试:
取CBB22/630V 0.47uF电容,这种电容,在不同电压下测量,容量变化较小。
该电容与329.3欧电阻串联,接入AD9850 DDS输出端,频率为1kHz
用VC9806+万用表测得电容两端电压是288.7mV,电阻两端电压是279.8mV
算得容抗X = 329.3*288.7/279.8 = 339.8欧
C = 1/(X*2*3.1416*1000) = 468.4nF
LCR表实测结果是:
独立测量R=328.5欧,电容C=469.3nF
串联测量R=329.5欧,电容C=469.3nF
电阻误差:-0.24%,电容误差:+0.19%
这个电容的等效串联电阻很小,可以忽略。串联测量时,理想结果也应是328.5,实测为329.5,偏大1欧。
以上测量结果表明,电容测量的精度与电阻测量精度相当。
上述测量中,万用表加AD9850 DDS测量结果更**一些。此时上下臂基本上是平衡的,因此万用表的非线性误差基本可以忽略。由于电容的容量较大,所以万用表的分布电容的影响可以忽略。万用表输入电阻为2M欧,相对于329欧电阻来说,也是可以忽略的。
104#
*新版本:
加入了平均算法,对测量值进行了4次平均,显示值跳动量减小,读数更方便。
程序.rar (189.22 KB) 下载次数: 18
我不会再进行硬件改进了,除非有错误。
软件方面,软件方面也不打算改进了,除非有错误,才会改正的。
总体上说,我已基本上把这个硬件方案做到了极限。再改进估计也不会有太大的收益了。
*关心的是测量精度问题。这个表的精度标定为0.3%估计也没有太大问题。
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