三相电流型AC/DC变流器和电压型AC/DC变流器一样，可以有效地消除输入电流纹波，实现交直流双向变换。但长期以来，以电容作为储能元件的电压型AC/DC变流器，在体积、效率、价格等方面优于以电感作为储能元件的电流型AC/DC变流器，成为变流器研究的重点[1][2][3]。然而电流型AC/DC变流器具有其自身的优点，如能够提供恒定的直流电流，用于电机驱动具有动态响应快，限流能力强，短路保护可靠性高等优点[4][5]。电流型逆变器用来作为感应加热电源时工作更稳定，应用更加普遍等。因此，有必要对电流型AC/DC变流器进行深入的研究。
电流型AC/DC变流器常采用双闭环的直接电流控制法，外环为直流电流控制环，可以保持直流电流恒定；内环为交流电流控制环，要求网侧电流跟踪指令电流，实现网侧电流的跟踪和调节。常用的直接电流控制有PID控制和状态反馈控制，PID控制动态响应慢，而且控制系数的设计需要丰富的经验值；状态反馈控制方法是适合电流型AC/DC变流器这样的多输入多输出系统的一种控制方法，然而在电流型AC/DC变流器中控制变量互相耦合，解耦需要大量的计算[6]。文献[7]采用极点配置的办法控制电流型AC/DC变流器，但控制算法复杂甚至用到多个DSP。
本文提出了电流型AC/DC变流器的LQ*优控制策略。将电流型AC/DC变流器的数学模型进行小信号扰动线性化，对此线性系统采用*优控制，利用MATLAB工具箱求解Ricatti方程，便可得到系统的*优闭环极点，从而实现了系统的*优控制性能。实验结果表明，该方法实现起来简单方便，性能优良，是一种很有潜力的控制方法。
1 电流型AC/DC变流器的数学模型和特性分析
电流型AC/DC变流器的主电路拓扑结构如图1所示。
图1 电流型AC/DC变流器主电路拓扑图
取电容电压vcj和电感电流isj为状态变量，可得电路的状态空间描述为[7]
=
（1）
式中：j=a，b，c；
isj（t）为第j相电网电流；
vcj（t）为第j相电容电压；
ipj（t）为变流器第j相输入电流；
ej（t）为第j相电网电压。
由于电网电压ej的存在，式（1）为非线性的状态方程，其稳态表达式为
（2）
式中：下标“0”代表对于量的稳态值。
对式（1）在稳态工作点作小信号处理得
（3）
记为
Δx=AΔx＋BΔu（4）
式中：
Δx=
，A=
，B=
，
Δu=Δipj(t)=ipj(t)－ipj0(t)
由式（3）可得系统传递函数为
（5）
式中：转折频率ω0=
阻尼系数ξ=
取输出方程为
y=[1 0]
=CΔx（6）
式中：C=[10]
由式（3）和式（6）所描述的系统的波特图如图2所示。
图2 电流型AC/DC变流器交流侧系统波特图
由图2的幅频特性可见，在LC滤波器的转折频率附近有较大尖峰，变流器交流侧电流中含有的开关谐波在转折频率处被放大，导致系统的暂态振荡；在稳态下，波形产生畸变，降低了电流型AC/DC变流器系统的运行性能。在实际应用中，常通过增加电阻Rs来增加LC滤波器的阻尼系数，从而达到减小或消除尖峰的目的，但这种方**大大增加系统的损耗。为此，必须引入控制手段加以解决。
2 电流型AC/DC变流器的LQ控制
由控制理论可知，式（3）和式（6）构成的系统是完全可控的，其状态方程的极点决定系统的稳定性和动态品质。由式（5）知，系统有一对复数极点，其单位阶跃响应是衰减振荡的。且当系统的超调量小时，响应速度很慢；而响应速度快时，超调量则变大[9]。这样，就必须在系统的超调量和响应速度之间进行取舍。
为了在超调量与动态响应之间做到*优折衷，使系统具有*优的控制性能，需要找到系统的*优极点，本文引入线性二次型*优控制策略，很好地满足了这一要求。
与电流型AC/DC变流器系统对应的线性二次型性能指标可取为[9]
J=
[ΔxTQΔx＋ΔuTRΔu]dt（7）
其中Δx、Δu如式（4）所示，Q为半正定常数矩阵，R为正定常数矩阵，分别为Δx、Δu的加权矩阵。合理选择Q、R[8]，可以求得使系统状态变量稳态误差Δx*小，同时又可使系统消耗能量*少的控制量Δu：
Δu=－kΔx=－R－1BTPΔx（8）
式中：P为n×n维正定常数矩阵，满足Ricatti矩阵代数方程
－PA－ATP＋PBR－1BTP－Q=0（9）
求解Ricatti矩阵代数方程原本是一个复杂的过程，但目前利用MATLAB工具箱可方便地求出*优控制的反馈系数阵k，Ricatti方程的解P和按照*优指标求出的系统极点E，系统极点E即决定了控制系统的动态响应特性和稳定性。
若要求三相电流型AC/DC变流器实现网侧单位功率因数正弦波整流控制，则稳态工作点还需满足式（2）。
综上所述，可得电流型AC/DC变流器的控制变量为
upj=upjo＋Δu=ipjo＋Δipj（10）
将式（10）作为电流型AC/DC变流器交流电流环控制信号，直流电流环采用典型的PI控制，即可获得理想的控制性能。
3 实验与结果分析
为了验证理论分析的正确性，本文构造了一台900W的电流型AC/DC变流器装置。实验电路原理如图3所示。
图3 实验电路原理图
3.1 实验的硬件部分
实验中，主电路的每个开关管为一个MOS管（型号为IRFP450）串联一个快恢复二极管（型号为HFA25TB060）构成。交流电感L为0.8mH，交流电容C为48μF，直流电感Ldc为200mH，开关频率取为4.2kHz。
本实验中IRFP450的驱动芯片为日本东芝公司的TLP250，它集隔离与驱动功能于一体，它也可以用作IGBT的驱动，图4是其原理图。使用TLP250时应在引脚5与8之间接一个0.1μF的陶瓷电容，以使片内的高增益线性放大器稳定，片内发光二极管的工作电流IF为7～10mA，推荐值为8mA，因此在输入侧应注意选取限流电阻。本实验中的驱动输入信号来自DSP的PWM输出，故限流电阻为470Ω。此外，在MOS管的漏极、源极之间接有RC串联吸收电路来进行过压保护。
图4 TLP250的原理示意图
实验中通过过零检测电路来检测电网a相电势的零点，然后利用查表的办法确定网侧电流的过零点。这一方法有效地节省了两个检测电网电势的电压传感器，节约了硬件成本。
3.2 实验的控制部分
控制信号的产生由DSPTMS320LF2407A来完成。本实验利用TMS320LF2407的事件管理模块(Event-Manager Module)的PWM输出功能来产生二逻辑SPWM信号[7]，利用全比较单元CMPR1(PWM1)、CMPR2(PWM3)、CMPR3(PWM5)来分别产生开关二逻辑SPWM的电平信号，利用捕获单元的CAP1(PWM7)、CAP2(PWM8)、CAP3(PWM9)来捕获PWM1、PWM3、PWM5输出信号的上升沿和下降沿，再根据捕获到的信息判断当前输?的二逻辑SPWM信号确定电流型PWM整流器的6个开关管的驱动信号。所有的比较单元选择定时器T1为时基以实现同步。程序中用T1的周期中断功能，每0.24ms产生一个中断，然后对相应的周期寄存器赋相应的值。所用TMS320LF2407A的CPU时钟频率为40MHz，T1PR的计数设定值为0X1298。图5给出了DSP控制的主程序流程图。
图5 DSP控制的主程序流程图
3.3 实验结果
实验波形如图6所示。图6（a）表示交流电流和电压波形，图6（b）表示直流电流波形图。可见，LQ控制电流型AC/DC变流器，不但可以保证网侧电压电流的单位功率因数特性，而且可以实现直流电流的恒定值控制，具有理想的控制性能。
（a）网侧A相电压和电流 （b）直流电压和电流
图6 LQ控制电流型AC/DC变流器的实验波形
4 结语
本文将LQ控制技术应用到电流型AC/DC变流器中，获得了优良的控制性能，既实现电流型AC/DC变流器交流电网的单位功率因数，又将输出直流电流稳定在设定的直流电流值附近。实验证明LQ控制是一种简单易行的方法，具有一定的应用价值
